小聪同学
2025 年 11 月 12 日午後 4:51
1
皆さん、こんにちは。DIY電池テスター/電子負荷を制作中です。ESP32、TFTディスプレイ、その他の興味深い部品を使用しています。このプロジェクトの核心は、デジタル制御セットポイントを備えたフィードバックループ付き電流シンクです。設計の改善案はいくつかあります（不適切な選択をいくつかしたことは認めます）、しかし現在最大の頭痛の種はINA226の電流測定に関する問題です。
問題の説明：
PCB端子の入力電圧が低い場合（例：約4V）、電流を増加させようとすると、INA226の読み値が実際の電流より低い（デジタルマルチメーターで検証済み）ことがわかり、非線形性もあります。設定電流が大きくなるにつれて、この偏差はますます顕著になります。
この問題は電流が約50mAを超えたときに発生します；
入力電圧が高い場合（約18V）、問題はほとんど消失します；
興味深いことに、フィードバックループの設定値と実際の電流は非常に近く、通常の誤差は±0.5mA以内です。
つまり本質的には、私の負荷は期待通りに動作していますが、INA226は低電圧下で電流値を「過小報告」しているようです。
疑問：
INA226が負荷下での低バス電圧でこのような動作を示すことに遭遇した方はいますか？
これはシャント電圧降下、I2Cタイミング、またはその他の要因に関連している可能性がありますか？
このシナリオで、読み値を安定させる、または測定精度を向上させるための推奨事項は何ですか？
さらに情報が必要な場合、写真、配線図、コードスニペット、または完全なKiCadプロジェクトファイルを共有できます。皆様のご指導や類似の経験共有に心から感謝します！
zeruns
2025 年 11 月 12 日午後 4:57
2
C1とR4の相互作用によって引き起こされる安定性の問題を考慮しましたか？これはオペアンプの反転入力端子に遅延をもたらし、さらにダーリントン・トランジスタがもたらす遅延と合わさって、発振や何らかのリングング現象を引き起こすのに十分な可能性があります。
小聪同学
2025 年 11 月 12 日午後 4:58
3
確かに、それまで考慮していませんでした。私の考え方は、電池電圧が安定しているため高速な調整は不要で、RCローパスフィルタを使えばノイズ/発振を低減できるというものでした。この問題は必ずオシロスコープで確認します。
また、言い忘れていましたが、Q1は2N2222からBD139に交換済みです。
CCC
2025 年 11 月 12 日午後 5:00
4
返信で述べられたように、フィードバックループ内のRCローパスフィルタ（C1およびR4）が原因かもしれません。低入力電圧時には、ループ遅延（RCおよびダーリントントランジスタQ1による）が位相シフトを引き起こし、電流制御が不安定になり、その結果INA226の読み取り値が歪む可能性があります。RC時定数を小さくしてみてください—コンデンサC1を小さくする（例：100nFから10nFへ）か、抵抗R4を小さくする—ことで、フィードバック応答を高速化できます。また、Q1をBD139に交換したのであれば、そのベース駆動が十分であることを確認してください。駆動が不十分だと、トランジスタが線形領域で動作し、電流の非線形性が増大します。オシロスコープを使用してシャント電圧波形を観測してください—リングングや発振がある場合、シャント抵抗に小さなスナバコンデンサ（例：10pF）を並列に追加することで、信号を安定化させるのに役立つかもしれません。
ABC
2025 年 11 月 12 日午後 5:07
5
まず現象を分解して見てみましょう：
電流ループ自体には問題がなく（設定値≈実測値）、MOSFET、オペアンプ、DACの閉ループが正常に動作していることを示しています；
INA226の「報告値」だけが低く、しかもVBUSが低く、電流が大きいときに発生します；
18Vでは誤差はほとんど見られません。
これはほぼ間違いなく「シャント抵抗両端のコモンモード電圧が低すぎる」ことに起因するデバイスレベルの測定誤差を指し示しており、コードやI²Cタイミングの問題ではありません。
コモンモードが低すぎると、内部PGAが「サボり」始める
シャント抵抗のKelvin配線/パッドの熱電対効果
基板内のグランドバウンス
I²Cタイミング/ノイズ
改善リスト（コストパフォーマンス順）
A. シャント抵抗を「ハイサイド」に移動する
B. シャント電圧を大きくする
C. 「ゼロオフセット」をキャリブレーションする
D. 基板の二次的小規模修正
E. ソフトウェアフィルタリング
クイック検証方法
実験室電源に1Ω抵抗を直列に接続し、VBUSを人工的に8V以上に引き上げ、誤差がすぐに縮小するか確認します；
精密ミリボルト源（またはDAC+分圧）を使用して、INA226の差動ピンに1mV、5mV、10mVを直接注入し、Shunt Voltage Registerを読み取り、「入力-コード値」曲線を描くことで、デバイス自体のリニアリティを一目で確認できます。
通常A+B+Cの3項目を実施すれば、4V/1A点の誤差を±0.5%FS以内に抑えられ、残りはソフトウェアキャリブレーションの問題だけになります。調整が順調に進むことをお祈りしています！
9527
2025 年 11 月 12 日午後 5:08
6
ご説明によると、INA226が低入力電圧（例：4V）かつ大電流時に実際よりも低く、非線形な電流値を表示する問題は、高電圧（18V）時には消失します。これについて以下のように分析し、対処できます：
INA226のコモンモード電圧範囲 は重要です。これはV- ≤ VCM ≤ V+を必要とします（V-はグランド、V+は通常バス電圧）。しかし、シャント抵抗を介した電圧降下（I×Rshunt）はサンプリング電圧を変化させます。入力電圧が低い（例：4V）場合、電流を増加させると、サンプリング端子のコモンモード電圧がINA226の最小コモンモード動作電圧 に近づいたり、それ以下に低下したりし、測定精度の低下と非線形性を引き起こします。
例えば、シャント抵抗が0.02Ωの場合（回路図のR5=0.02Ωから推測）、500mA時の電圧降下は10mVです。4Vのバス電圧では、この降下によりサンプリング点のコモンモード電圧が低下し、INA226のコモンモード範囲の下限に近づくため、測定偏差が発生します。18Vではシャント降下は無視できるため、コモンモード電圧は正常範囲内に留まります。
シャント抵抗は大電流で発熱し、**抵抗値の温度変化（温度ドリフト）**を引き起こし、非線形な測定結果をもたらします。特に低電圧・大電流時、シャント抵抗の電力損失（I²×R）が大きく、温度上昇と抵抗値変化が顕著になり、サンプリング電圧から計算される電流値が実際の値からずれます。
フィードバックループは正常に動作していますが、INA226のI2C通信は低電圧電源 下でタイミング偏差が生じる可能性があります。回路図のAMS1117からのINA226の電源電圧（3.3V）が低バス電圧時に安定しているか確認してください。さらに、I2Cのプルアップ抵抗や通信速度（例：デバイスがサポートするレートを超える）もデータ読み取り精度に影響し、読み取り偏差を引き起こす可能性があります。
シャント抵抗の配線における寄生インダクタンスや抵抗、または他の高周波回路（TFTディスプレイやESP32の高周波信号など）とのクロストークも、サンプリング精度に影響を与える可能性があります。特に低電圧・小信号シナリオでは、ノイズの影響が増大します。
コモンモード電圧の最適化 : INA226のコモンモード電圧が常に仕様範囲内にあることを確認してください。シャント抵抗値を調整する（例：電圧降下を減らすために小さい抵抗値を選択し、電力と分解能のバランスを取る）か、低電圧シナリオで最大電流を制限して、コモンモード電圧が過度に低下するのを避けてください。シャント抵抗の選択 : 低温度係数 の合金抵抗（マンガニン合金など）を使用し、十分な電力余裕（実際の消費電力の少なくとも2倍）を確保して、温度ドリフトの影響を軽減してください。同時に、シャント抵抗の放熱設計を最適化し、熱パッドや銅箔面積を増やすなどの対策を講じてください。I2C通信の最適化 : I2C通信速度を低下させる（例：400kHzから100kHzへ）、プルアップ抵抗値が適切か確認する（3.3Vシステムでは通常4.7kΩ程度）、ESP32とINA226間のI2Cタイミングがデバイスマニュアルに厳密に準拠していることを確認してください。さらに、デカップリングコンデンサ（INA226のV+ピンに10μFと0.1μFのコンデンサを並列に接続するなど）を追加して、電源の安定性を向上させることもできます。回路レイアウトの改善 : シャント抵抗のサンプリングラインをできるだけ短く太くして寄生パラメータを減らし、INA226を高周波干渉源（TFTディスプレイドライバ回路など）から離して配置し、必要に応じてサンプリングラインをシールドするか一点接地を使用してください。ソフトウェアキャリブレーションと補償 : コード内で低電圧シナリオ用のキャリブレーションテーブル を作成し、入力電圧と設定電流に基づいてINA226の読み取り値を補償してください。例えば、デジタルマルチメータで異なる電圧・電流時の偏差を測定し、補償関数をフィッティングして、ソフトウェアでリアルタイムに補正します。
