我做了一个双向BUCK-BOOST数字电源，双侧都采用INA240A1做高端差分采样。MCU和栅极驱动需要从系统取电，做了双路供电（母线侧Buck + 电池侧Buck，二极管或门切换）。
问题：无论哪侧供电，辅助电源的电流最终都会流经电池回路的Shunt，导致小电流时（<500mA）测量误差极大，功率计算和库仑计完全不准。
看看原理图
取电点接错位置了兄弟。你把 Aux Buck 的输入端接到 Shunt 靠近电池/母线接线端子那头（即 Shunt 外侧），千万别接在 Shunt 内侧（功率回路侧）。这样辅助电源电流根本就不流经采样电阻，直接从端口走掉。
如果现在板子打出来了没法改，先拿割线刀把 Aux Buck 输入端的铜箔割断，飞一条线直接拉到电池输入接线柱上试一下，小电流测量立马就干净了。
硬件能改的楼上说了，我补充软件侧——辅助电流其实是可算可测的，不是黑盒：
辅助电流构成：
- MCU+外设静态电流：数据手册+实测，基本是常数，比如 30~80mA
- 栅极驱动电流：I_gate = Q_g × f_sw × N（Q_g 是 MOS 栅电荷，f_sw 开关频率，N 是管子数量）。比如你 4 颗管、Q_g=50nC、f=100kHz，驱动电流就是 4×50nC×100k = 20mA
- 两部分加起来 ×Buck 效率修正，就是辅助总电流
补偿算法：
- 判断当前哪路 Buck 在供电（比较两路 Buck 输出电压，或读二极管或门状态）
- 电池侧 Buck 供电：直接
I_batt_real = I_shunt - I_aux_batt - 母线侧 Buck 供电（放电模式）：
I_batt_real = I_shunt - P_aux/(V_batt×η)，注意 P_aux 要用母线侧电压折算 - 库仑计同理，每个积分周期扣掉对应的等效电荷量
更稳的做法：辅助 Buck 输出端串个小 Shunt + INA199（几毛钱），实时测辅助电流，软件里动态扣除。比理论计算准，因为驱动电流随工况波动。
另外提醒：<500mA 时你的采样信噪比本来就差，INA240A1 的 offset（±25µV 级别）在 10mΩ Shunt 上就是 ±2.5mA 误差，小电流下补偿完也别指望 1% 精度，硬件上 Shunt 阻值可以适当加大。
輔助電流流向為 battery+ → shunt → aux Buck → load → GND。它會直接通過分流器，並以算術方式加到量測值上。修正方式：將 Buck 輸入端移到分流器的電池端一側（上游）。如此輔助電流便會完全繞過量測元件。零成本，只需修改一次佈局。
情況 B — bus-side Buck 啟用，轉換器處於放電模式（battery → bus）：
輔助電源取自 bus，但 bus 是透過你的轉換器由電池供電。根據能量守恆，電池會額外提供等於 P_aux / (V_batt · η) 的電流。這一部分確實會流經電池分流器——它是物理上真實存在的，不是佈局造成的假象。沒有任何重新配線能消除它。
針對情況 B，你有三種工程選項：
- 在韌體中進行模型補償。 輔助負載高度可預測：MCU/靜態電流（固定值，量測一次即可）加上閘極驅動電流，也就是每個切換通道恰好為 Q_g · f_sw · N。每個控制週期從分流器讀數中減去 I_aux，並從庫倫計數器積分器中減去等效電荷。
- 直接量測。 在 aux rail 上加裝第二顆小型訊號電流監控器（INA199 等級），可取得即時且準確的數值用以扣除。這比靜態模型更能處理閘極驅動的動態成分。
- 架構隔離。 使用獨立電源供應 MCU，並透過隔離式 DC-DC 轉換器供應閘極驅動器。這會完全消除耦合，但代價是 BOM 與板面面積增加。
我也會特別提醒：當感興趣的電流小於 500 mA 時，請確認 INA240A1 在你所選分流器值下的偏移電壓，本身不會造成相當程度的誤差。補償無法挽回被雜訊底限淹沒的資訊。
罪魁祸首是 D17/D6 这对肖特基或门。
它不管你在 Buck 还是 Boost，只认"哪边电压高"。Boost 时输出侧电压高，辅助电源就从输出侧抽电流——但输出侧的能量是输入侧通过电感升压送上去的，所以输入侧 Shunt 必然要多承担 P_aux/η 的电流。
改法：把被动或门换成主动切换。
用一个 P-MOS + 小信号 NMOS 替代 D6（或两侧都换），MCU 根据当前工作模式控制通断：
- Buck 模式（高压→低压）：导通高压侧 MOS，关断低压侧，辅助电源从高压侧取电
- Boost 模式（低压→高压）：导通低压侧 MOS，关断高压侧，辅助电源从低压侧取电
核心原则：辅助电源始终从功率级的"输入侧"取电。功率电流和辅助电流同源同向，Shunt 测到的是总和，外部负载电流 = 总电流 − 辅助电流，但关键是空载时 Shunt 读数就是真实的辅助电流，你可以在软件里精确扣除，而不是被或门的自动切换搞得两边乱跳。
这个问题本质是双向拓扑里辅助电源的电流路径无法同时满足"采样纯净"和"能量不经过 Shunt"。我画一下你就明白了：
场景 A：取电点在 Shunt 外（你的现状）
- Buck 模式：输入侧电压高 → 或门选输入 → 辅助电流从输入 Shunt 前取走 → 输入 Shunt 纯净 ✓
- Boost 模式：输出侧电压高 → 或门选输出 → 辅助电流从输出 Shunt 前取走 → 但输出能量来自输入 → 输入 Shunt 看到 P_aux/(V_in·η) 的额外电流 ✗
场景 B：取电点在 Shunt 内
- 任何模式下辅助电流都过 Shunt → 空载时 Shunt 永远非零 ✗
所以纯靠改取电点位置无解，必须引入"模式感知"或"物理隔离"。
方案一：模式感知主动取电（推荐）
如楼上所说，用 MOS 开关替代二极管，MCU 根据当前是 Buck 还是 Boost 控制从哪一侧取电，始终让辅助电源挂在功率级的输入侧。
方案二：软件实时扣除（最省事）
辅助电流 = MCU 静态电流（mA 级，几乎恒定）+ 栅极驱动电流（Q_g·f_sw·N，与开关频率成正比）。两部分都可以精确建模。在控制算法里：
I_load = I_shunt - I_aux / η_buck_aux
库仑计同样扣除。精度能做到 1% 以内，比你改硬件快得多。
兄弟，你把硬體分接點想太多了。你已經設計出一套系統，讓 MCU 從電壓最高的那一側給自己供電。這可是讓「大腦」持續運作的好設計，很穩健！
但你在抱怨數學「不好搞」。歡迎來到物理的世界！在 Boost 模式下，你的 MCU 本身就是負載。如果你把分接點移到分流器的內側，到了 Buck 模式，你只會遇到反過來的一樣麻煩。
別為了這個重新做一塊板子。先快速做個 bench characterization（實測特性分析）：量測你的 LMR38020 第 3 腳（VIN）在不同切換頻率下實際流入的電流。把結果存成查找表放在 flash 裡。
當你的程式碼計算效率時，直接用：
P_{in\_true}=V_{in} \times I_{sense\_in}+(\text{Active\_Tap\_Logic} \times P_{aux})
用軟體修好就好，然後就不用管它了！