부품 선정과 관련해서는 먼저 가습판의 주파수를 1.7MHz로 정하고, 원하는 주파수로부터 역산하여 값을 구했습니다. 제가得出的 결과는 9.36×10^-8입니다.
A(증폭률)*β(피드백 계수)>1입니다. 찾아본 자료에는 3∼5라고 되어 있고, 대부분의 자료는 |A*β|가 이 범위에 있다고 적고 있습니다. 그러나 우리는 발진을 일으키려는 것이므로 이는 양수여야 하며, 증폭의 결과입니다.
여기서 커패시턴스 값은 C8, C11과 가습판의 합산 커패시턴스이며, β 피드백 계수는 입니다.
베이스와 바이어스 저항의 중간 탭은 교류 접지와 등가이므로 커패시터를 병렬로 연결해야 합니다.
말하자면 보면 다 아는 것 같고 막상 만들면 망한다는 말처럼, 제가 본 것도 아주 잘 안다고 할 수는 없고, 실제로 하기는 더욱 어렵게 느껴집니다. 현재 막히는 부분은 다음과 같습니다.
먼저 가습판의 커패시턴스 값은 직접 계산할 수 있지만, 나머지 두 커패시터의 값은 어떻게 계산해야 하는지 모르겠습니다. 왜냐하면 현재 A와 β는 경험적 규칙으로 나온 곱만 확인했을 뿐이고, 실제 값이 얼마인지 정확히 알 수 없어 C8과 C11의 구체적인 값을 역산할 수 없기 때문입니다. 또한 인덕터 값도 계산할 수 없습니다.
베이스의 교류 접지를 위한 커패시터 선정은 어떤 기준을 바탕으로 해야 합니까?
이 구동 회로가 맞습니까? 만약 안개량을 조절하고 싶다면, 구동 회로의 GND 전단에 파워 MOSFET을 추가하고 방형파로 평균 전력을 제어하여 간접적으로 안개량을 조절할 수 있습니까?
楼主의 방향은 맞습니다. 이 점은 먼저 인정하겠습니다. 3점식(Colpitts)은 실제로 전통적인 안개 발생 구동의 주류 구조이며, 선택한 1.7MHz도 흔한 사양 중 하나입니다(20mm 구경, 1.7M/2.4M/3.0M으로 표시된的那种 판). 다만 몇 가지 주의할 점이 있습니다:
공식만으로 C8, C11, L 값을 정확히 계산하려고 기대하지 마세요. 안개 발생 소자는 순수한 커패시터가 아니라, "정전 용량 C0 + 동생성 분기"의 복합 모델입니다. 표칭값과 실측값 차이가 크고, 제조사마다更是 천지 차이입니다. 올바른 방법은 LCR 미터로 C0를 실측한 뒤, 그 값을 바탕으로 공진에 맞추는 것입니다.
L 값은 아마도 틀렸을 가능성이 큽니다. 그림의 470µH는 너무 큽니다. 이런 회로의 규칙은 매우 직접적입니다: 인덕터는 안개 발생 소자의 병렬 커패시턴스와 공진해야 합니다. 1.7MHz를 기준으로 역산하면, 총 커패시턴스가 2~3nF일 때 L는 1~3µH 정도입니다(어떤 네티즌이 25W 소자에 1~2µH + 3.3nF로 공진을 맞춘 사례가 있습니다). 470µH는 어느 커패시턴스와 조합해도 공진이 수십 kHz대로 떨어지므로, 소자가 공진점 밖에서 동작해 안개 발생 효율이 극히 낮거나 아예 발진하지 않습니다. 직접 계산해 확인해 보세요: f=1/(2π√(LC)).
그 9.36×10⁻⁸ 값은 단위를 정확히 봐야 합니다. 만약 패럿이라면 93.6nF인데, 이는 안개 발생 소자가 가져야 할 병렬 커패시턴스(nF급)보다 한 자릿수 이상 큰 값입니다. 대부분 공식을 잘못 적용했거나 L 값을 잘못 잡은 것입니다. 1.7MHz에서는 C가 몇 nF 범위에 있어야 합니다.
베이스 교류 접지 커패시터: 선택 원칙은 작업 주파수에서 그 용량성 리액턴스 Xc가 우회하려는 임피던스의 1/10 이하가 되도록 하는 것이며, 일반적으로 100nF면 충분히 안정적입니다. 너무 세세하게 따질 필요는 없습니다.
A×β: 발진하려면 루프 이득이 ≥1이어야 하며 Barkhausen 조건(트랜지스터의 180° 반전 포함)을 만족해야 합니다. 3~5는 여유를 둔 공학적 경험값이며, 목표값으로 삼을 수는 있지만 C8/C11을 유일하게 역산하는 기준으로는 사용할 수 없습니다.
이 소자는 대전력용이라는 점을 주의하세요. 1.7MHz 소자는 보통 15W 이상의 가습기에 사용되며, 일반적인 공급 전압은 12~24V입니다. 12V만 공급하면 구동 여유가 꽤 빡빡하고, 트랜지스터가 선형 영역에서 동작하므로 발열이 매우 클 수 있습니다. 방열판도 커야 하며, 여건이 된다면 소자의 정격 출력을 확인해 보세요.
안개량 제어. 전통적인 방식은 베이스 전류 조절(전위차계) → 안개 발생 소자 양단 전압 변화 → 안개량 조절입니다. 그림의 50~80V 피크-피크는 인덕터 승압으로 끌어올린 값입니다. 추가한 MOSFET의 간헐/PWM 방식도 사용 가능하고, DIY 관점에서는 실현 가능한 방법이지만 최소 듀티비에 주의해야 합니다. 너무 낮으면 발진이 멈춥니다. 양산 제품의 새로운 방식은 이미 MOSFET 스위칭 + MCU 주파수 스윕 추적 방식으로 바뀌었습니다(1.7M 소자는 보통 1.55~1.85MHz를 스윕합니다).
일단 한 번에 완벽하게 맞추려 하지 말고, 먼저 "L를 1~3µH로 교체하고, 피드백 커패시터를 nF급으로 조정"해 발진을 먼저 일으키는 것이 좋습니다. 전원을 넣었을 때 전류가 튀는지 보고, 소자에서 “지지직” 소리가 나는지 듣고, 오실로스코프로 1.7MHz 근처의 정현파/마름모꼴 파형이 있는지 확인한 뒤, 파형을 올려주시면 더 세밀하게 조정할 수 있습니다.
"보고 나면 바로 이해하고 막상 해보면 망한다"는 말은 너무 당연합니다. 이 회로의 함정은 교과서에 나오는 콜피츠 공식들이 여기서는 완전히 맞지 않는다는 점입니다. 하나씩 정리해 드릴게요.
1. C8/C11을 계산할 수 없는 이유: 애초에 그렇게 계산하면 안 됩니다. 여기 있는 분무판은 "단순한 커패시터"가 아니라 압전 공진기입니다. 1.7MHz 크리스털 진동자라고 생각하면 됩니다. Van Dyke 모델로 보면 정전용량 C0≈1600~1900pF가 있고(이건 당신이 맞힌 부분입니다. LCR 미터로 1kHz에서 바로 측정 가능), 여기에 기계적 분기 Lm-Cm-Rm가 병렬로 붙어 있습니다. fr과 fa 사이에서 전체적으로 유도성을 띱니다. 그래서 이 회로 안에서는 “인덕터” 역할을 하고, 발진 주파수는 그 자체의 기계적 공진에 의해 고정됩니다. 그래서 제조사가 "이 회로는 압전 진동자의 고유 주파수를 자동으로 따라가므로 주파수 조정이 필요 없다"고 말하는 것입니다.
따라서 올바른 접근은: 주파수는 소자가 정하고, L/C는 진폭과 피드백량만 조절합니다. 역할은 이렇습니다. 병렬 경로는 공진점이 작동 주파수보다 낮아 진폭을 정하고, 직렬 경로는 공진점이 작동 주파수보다 높아 피드백을 정합니다. 1.7MHz에 가까울수록 피드백이 강해집니다. 피드백 커패시터는 클수록 좋은 게 아닙니다. 너무 커지면 b-e 단자가 유도성이 되어 발진이 완전히 멈춥니다.
2. A·β에 대한 이해는 문제없습니다. Barkhausen 기준은 |A·β|≥1이고 루프 위상 천이가 0°여야 한다는 것입니다. 공통 베이스 구성은 그 자체로 동상이므로 양의 피드백입니다. 하지만 A에서 C를 역산하려고 기대하지는 마세요. A는 “충분히 크면 되고”, β는 조정으로 정합니다.
3. 470µH는 문제가 아닙니다. 실제로 47µH, 150µH를 써도 정상 작동하는 사례가 있고, 47µH 이상이면 안개량이 거의 더 이상 늘지 않습니다. 이 회로에서는 주로 에너지 저장/경로 확보 역할을 합니다.
4. 다만 12V는 정말 안 됩니다. 지금 가장 먼저 바꿔야 할 부분입니다. 1.7MHz 실구멍판은 50~80Vpp의 여기가 필요하고, 클래식 구동 모듈은 33~50V를 사용합니다. 실측 결과는 매우 단순합니다. 12V는 물을 들어 올릴 수는 있지만 안개는 만들지 못합니다. XL6009로 24~36V까지 올리거나, 113kHz 미세구멍판을 써서 저전압 방식으로 바꾸세요.
5. 안개량 조절: 상용 제품에 맞춰 배워보세요. 포텐쇼미터로 발진 트랜지스터의 베이스 전류를 조절해 진폭을 바꿉니다. PWM을 쓰고 싶다면 초 단위 간헐 동작, 예를 들어 "10초 작동 후 50초 정지"처럼 만들어야 합니다(특허의 주기 규모가 0.1~10s입니다). kHz 단위로 억지로 끊지 마세요. 비공진점에서 반복해서 시동하면 소자를 손상시킵니다.
6. 베이스 바이패스 커패시터: Xc ≤ Rth/10입니다. 1k∥10k 조건에서 1.7MHz라면 ≥1nF면 충분하고, 100nF는 아주 넉넉합니다. 고주파 세라믹/NPO를 쓰면 됩니다.
글 잘 쓰셨네요. Barkhausen 기준에 대한 이해도가 대체로 훌륭합니다. 다만 납땜하기 전에 제가 바꾸고 싶은 부분이 세 가지 있습니다.
첫째, 12V로는 안개가 안 납니다. 이 1.7MHz 디스크는 양단에 50–80Vpp가 필요합니다. 전통적인 상용 보드는 대략 0.6A에서 33–50V로 동작합니다. 실제로 측정한 사람도 있는데, 12V에서는 디스크가 물을 기둥처럼 튀겨 올릴 뿐 분무하지 않습니다. 24–36V까지 부스트하거나(XL6009 모듈이 흔히 쓰는 해킹 방식입니다), 5–12V에서도 잘 동작하는 108–113kHz 미세기공 디스크로 바꾸세요.
둘째, L과 C에서 주파수를 유도하지 마세요. 주파수를 결정하는 요소는 바로 디스크입니다. Pierce 발진기의 수정처럼 다루세요. 부하가 연결되지 않은 상태에서는 이런 자가 발진 보드가 대략 0.65MHz에서 동작하지만, 디스크를 연결하면 1.7MHz로 확 맞습니다. 제조사들이 떠드는 「자동 추적」이 바로 그겁니다. 그러니 L/C 네트워크에는 두 가지 역할이 따로 있습니다. 병렬 공진이 동작 주파수보다 아래에 있는 브랜치는 진폭을 정하고, 직렬 공진이 그보다 위에 있는 브랜치(1.7MHz에 가까울수록 좋음)는 피드백을 정합니다. 피드백 커패시터를 너무 크게 밀면 b-e 포트가 유도성이 되고 발진은 그냥 멈춥니다. 어느 사람이 측정한 값은 병렬 브랜치 기준 인덕터 ≥47µH에 약 2000pF였고, 150µH에서도 정상 동작했습니다. 그러니 470µH는 사람들이 생각하는 만큼 문제가 아닙니다.
셋째, 전류가 아니라 전압 정격을 확인하세요. 2SC6144SG는 사실 꽤 강한 부품입니다. 50V/10A/25W, fT 330MHz니까 전류와 이득은 충분합니다. 하지만 VCEO는 50V뿐이고, 컬렉터는 공급 전압에 50–80Vpp 스윙의 상당 부분이 더해져서 보게 됩니다. 이런 용도에는 보통 ≥100V, ≥3A, fT ≥100MHz 이상에 방열판이 필요합니다(BU406이 대표적입니다: 200V/60W). 그리고 C-E 사이에 클램프 다이오드도 넣으세요. 또한 저-VCEsat 스위칭 트랜지스터들은 SOA가 좁은 경우가 많습니다. 1.7MHz에서 선형 영역으로 쓰면 2차 항복을 불러올 가능성이 큽니다.
안개 조절: 상용 방식은 베이스 바이어스에 가변저항을 달아 진폭을 바꾸는 겁니다. 켜고 끄는 방식으로 조절하고 싶다면, 0.1–10초 범위의 주기로 버스트 모드를 사용하고, 온 시간은 전원 투입부터 가시적인 안개가 나올 때까지의 시간보다 최소 두 배 길게 잡으세요. 빠른 kHz PWM은 발진기를 공진에서 벗어난 상태로 계속 다시 시작시키는 셈이라 비효율적이고, 뜨거워지고, 세라믹에도 무리입니다.
그리고 늘 하던 대로: 커플링/DC 차단 커패시터(47nF), 마른 상태로 절대 돌리지 않기, 수위 감지는 프로브 대신 플로트/리드 스위치 쓰기(프로브는 전극을 전해 부식시킵니다), 물 깊이는 4–6cm 유지하기.
토폴로지는 전통적인 3점식(Colpitts)이라 방향은 맞습니다. 베이스 중앙을 커패시터로 교류 접지하는 것은 올바른 공통 베이스 동작이므로 유지하세요.
L5=470µH는 1.7MHz와 맞지 않습니다(핵심 오류). 이 회로의 원칙은 인덕터가 안개판의 병렬 커패시턴스와 공진한다는 것입니다. 1.7MHz + 총 커패시턴스 2~3nF → L≈1~3µH(실제 기기는 1~2µH + 3.3nF 사용). 470µH는 어떤 커패시턴스와 조합해도 공진이 수십 kHz대에 떨어지며, 안개판은 공진점에서 벗어나 효율이 극히 낮아집니다.
C8=20nF, C11=10nF는 공진 분압 커패시터로 쓰기에는 너무 큽니다. 공진/피드백 커패시터는 몇 nF(약 3.3nF) 정도여야 하며, 이 두 커패시터는 결합 또는 DC 차단용에 더 가깝습니다.
β는 단순히 C8/C11이 아닙니다. 이상적인 분압비는 β≈C_fb/(C_fb+C_main) 정도이고, 실제로는 트랜지스터의 입력/출력 커패시턴스와 안개판 C0의 부하까지 고려해야 하므로 부하가 걸린 분압기로 계산해야 합니다. A·β≈3~5는 발진 여유를 위한 공학적 목표이지 유일한 해가 아닙니다. 주파수 방정식 하나와 여유 조건 하나뿐이고 C, L은 두 개의 자유 변수이므로, 자유도 하나를 더 정해야 합니다(보통 L로 주파수를 정하고, 커패시터 비율로 피드백을 정합니다).
트랜지스터 선정에는 문제가 없고, 문제는 "선형 발열"입니다. 2SC6144SG는 50V/10A/25W, fT≈330MHz, hFE≈200의 파워 트랜지스터라 1.7MHz 주파수 응답과 출력 모두 충분합니다. 진짜 함정은 25W급 부하를 선형 증폭 상태로 동작시키는 것이며, 이때 발열이 매우 큽니다. 히트싱크를 크게 잡아야 합니다. 이것이 양산에서 MOSFET 스위칭 + 중주파수 스위핑 주파수 추적(1.7M 안개판은 1.55~1.85MHz 스윕) 방식으로 전환하는 이유이기도 합니다. BJT를 계속 쓴다면 디레이팅과 열 소산을 반드시 계산하세요.
베이스 바이패스 커패시터: Xc가 바이패스할 임피던스의 1/10 이하가 되도록(동작 주파수 기준) 잡으면 되며, 100nF면 충분합니다.
PWM/간헐적 안개 제어는 가능하지만, 주류는 구동 전압 조절입니다. 전통 방식은 포텐쇼미터로 베이스 전류를 조절 → 안개판 양단 전압 변화(50~80V 피크-투-피크) → 안개량 조절입니다. MOSFET으로 간헐적으로 전원을 공급하는 방식도 쓸 수 있지만, 최소 듀티비를 남겨야 합니다(너무 낮으면 발진이 멈춤). PWM 주파수는 1.7MHz에서 충분히 멀리 두세요.
전원 여유. 1.7MHz 안개판은 고출력(15W+)으로 표시되는 경우가 많고, 흔히 12~24V를 씁니다. 12V는 다소 빡빡하니 안개판의 정격 출력과 내압을 확인하세요.
먼저 검증한 뒤 최적화하세요: C0를 실측 → 1~3µH 기준으로 L 재선정 → 전류 프로브로 발진 확인 → 그다음 파라미터를 논하세요. 파형을 올려주시면 도면을 보고 계속 검토해드리겠습니다.
좋아요, 멋진 프로젝트네요 — 그리고 당신의 Colpitts 직관은 실제로 맞습니다. 바로 이 미스팅 소자들이 쓰는 고전적인 자체 발진 회로죠. 이 길을 가본 사람으로서 몇 가지 조언을 드리자면:
먼저 인덕터를 고쳐야 합니다. 1.7MHz에서 이런 소자들은 작은 인덕터, 즉 피에조의 병렬 커패시턴스와 맞추는 몇 µH짜리 인덕터를 원합니다. 실제 제작에서 본 스펙은 ~2µH와 ~3.3nF 커플링 커패시터였어요. 470uH는 몇 자릿수나 틀린 값입니다. 공진을 수십 kHz 대역으로 내려버리고, 소자는 미스팅을 전혀 하지 못할 겁니다.
모든 걸 종이 위에서 계산하려고 하지 마세요. 트랜스듀서는 “고정 + 운동” 모델을 갖는 세라믹 공진자이고, 실제 커패시턴스는 공급업체마다 제각각입니다. 측정하세요(LCR 미터로) 그리고 거기서부터 튜닝하세요.
베이스 커패시터 대 접지: 1.7MHz에서의 리액턴스가 접지하는 대상에 비해 작기만 하면 됩니다. 100nF는 귀찮지만 안전한 선택입니다.
미스트 제어: 전통적인 요령은 베이스 전류를 조정하는 것입니다(포텐셔미터). 베이스 전류가 많을수록 소자 양단의 전압이 더 커지고(이런 소자들은 인덕터로 부스트되어 ~50-80V 피크-투-피크에서 동작합니다) 미스트도 더 많이 나옵니다. 공급을 펄스하는 MOSFET도 작동하지만, 듀티를 충분히 남겨두세요. 그렇지 않으면 발진이 끊깁니다.
열을 주의하세요. 15W+에서는 트랜지스터가 선형 모드로 동작하며 심각하게 뜨거워집니다. 제대로 된 방열판을 계획하세요. 최신 기기들이 주파수 추적을 갖춘 MOSFET 스위칭 단으로 바꾼 데는 이유가 있습니다.
그리고 늘 나오는 치명적인 문제: 소자를 건조 상태로 돌리면 타버립니다. 수위 센서를 추가하세요.
값을 구했습니다. 제가得出的 결과는 9.36×10^-8입니다.
입니다.