【Código abierto】Fuente de alimentación conmutada flyback 24V 3A (basada en UC3842, incluye cálculo de circuito y parámetros del transformador)

Publicación de una fuente de alimentación conmutada tipo flyback (fuente de alimentación flyback) con entrada de voltaje amplio y salida de 24V 3A, potencia de 72 W, eficiencia máxima del 87,4 %, basada en el chip UC3842 y rectificación síncrona (UCC24612-1DB), que incluye cálculo de parámetros del circuito y del transformador, esquemático, PCB, modelo de simulación PSIM, especificaciones de fabricación del transformador, etc.


Introducción

:round_pushpin: Esta es mi primera vez diseñando una fuente de alimentación flyback; por favor, si hay algo que se pueda mejorar o errores cometidos, agradecería mucho sus consejos.

:rocket: De paso, también estoy buscando empleo. ¿Hay alguna empresa en Guangzhou/Foshan/Shenzhen que esté contratando? Pueden revisar mis proyectos abiertos en mi perfil de la plataforma Open Source Hardware de LCSC: https://oshwhub.com/zeruns/works

Video demostrativo del proyecto: https://www.bilibili.com/video/BV1ES4GzQE19/
Enlace al proyecto en la plataforma Open Source Hardware de LCSC: https://oshwhub.com/zeruns/24v3a-Flyback-Power-Supply-uc384x
Grupo QQ para intercambio técnico en electrónica/microcontroladores: 2169025065
¡La dirección para descargar los materiales está al final del artículo!

Advertencia: La construcción de fuentes de alimentación conmutadas implica un alto nivel de riesgo. No garantizo la exactitud de ningún circuito, parámetro o fórmula presentada aquí. Al replicar o usar este diseño, asume todos los posibles riesgos por tu cuenta.

El costo estimado por unidad en pequeñas cantidades (20 unidades) es de aproximadamente 25 RMB (sin incluir PCB ni transformador, calculado con precios de componentes de LCSC Mall). Incluyendo el PCB y el transformador, probablemente no supere los 50 RMB.


Parámetros de Diseño

Parámetro Valor
Voltaje nominal de entrada V_{acnom} 220VAC
Voltaje mínimo de entrada V_{acmin} 85VAC
Voltaje máximo de entrada V_{acmax} 265VAC
Frecuencia de red f_L 50Hz
Voltaje de salida V_{out} 24V
Corriente de salida I_{out} 3A
Frecuencia de trabajo f_s 150kHz
Eficiencia de diseño η 85%

Dimensiones del PCB: 100x55 mm
Tipo de PCB: Doble capa, componentes montados en superficie en la capa inferior y componentes insertados en la capa superior.


Imágenes del Prototipo

La siguiente imagen muestra la segunda versión:

La siguiente imagen corresponde a la primera versión, que tenía algunos problemas (los transistores tendían a quemarse). El problema ya fue corregido en la segunda versión mostrada arriba:

Transformador de alta frecuencia:


Pruebas y mediciones de rendimiento

Prueba inicial de encendido

Durante la primera prueba, se debe conectar una bombilla en serie para evitar daños por cortocircuito. La fuente funcionó correctamente; el voltaje de salida medido fue de 24,1 V (en la imagen siguiente se muestra la prueba con una carga de 0,9 A).

La función de la bombilla en serie es: aprovechar su efecto limitador de corriente. En condiciones normales, la resistencia de la bombilla es baja, consume poco voltaje y apenas se ilumina o permanece apagada, sin afectar la prueba. Si hay un cortocircuito interno en la fuente, la corriente aumentará drásticamente; la bombilla, al tener una resistencia fija, absorberá la mayor parte del voltaje, limitando así la corriente excesiva y protegiendo los componentes de dañarse por sobrecorriente.

Conector de protección para reparación de fuentes conmutadas: https://s.click.taobao.com/OiMyz3q

También puedes probarla con entrada de corriente continua. Comprobé que con 60 V de entrada DC inicia correctamente y entrega 24 V de salida. Sin embargo, debes cambiar la resistencia de arranque de 200 kΩ (R24+R16) a 100 kΩ (puenteando una de ellas), porque con la resistencia original demasiado alta, no arranca a bajo voltaje.


Prueba de eficiencia de conversión

Equipos utilizados:

Datos reales medidos:

Voltaje entrada (V) Corriente entrada (A) Potencia aparente entrada (W) Potencia activa entrada (W) Voltaje salida (V) Corriente salida (A) Potencia salida (W) Eficiencia (%) Factor de potencia
219.85 0.029 6.38 2.10 24.13 0.00 0.33
219.83 0.251 55.18 28.69 24.10 1.00 24.10 83.99 0.52
219.59 0.438 96.18 55.78 24.07 2.00 48.14 86.30 0.58
219.65 0.637 139.92 82.55 24.05 3.00 72.15 87.40 0.59
111.55 0.036 4.02 1.81 24.13 0.00 0.45
111.13 0.406 45.12 28.88 24.10 1.00 24.10 83.46 0.64
110.89 0.753 83.50 56.78 24.06 2.00 48.12 84.75 0.68
110.58 1.097 121.31 84.91 24.00 3.00 72.00 84.79 0.70

La eficiencia máxima medida fue del 87,4 %, con un consumo en vacío mínimo de 1,81 W, lo cual es ligeramente alto.

Los datos anteriores fueron obtenidos usando rectificación con diodo, sin rectificación síncrona, ya que el MOSFET seleccionado para la rectificación síncrona tiene una resistencia interna un poco elevada, lo que redujo la eficiencia. Puedes sustituirlo por un MOSFET mejor. Se requiere una tensión de bloqueo de al menos 200 V (si colocas una resistencia de 20 Ω y un condensador de 2,2 nF en R9 y C8 respectivamente, podrías considerar uno de 150 V).


Prueba de rizado del voltaje de salida

Osciloscopio usado: RIGOL DHO914S: https://blog.zeruns.com/archives/764.html

Durante la prueba, la sonda del osciloscopio estaba conectada a un cable de salida de unos 15 cm de largo, sin usar anillo de tierra ni conectar directamente a los terminales del condensador de salida, por lo que el valor medido del rizado puede estar sobreestimado.

Rizado sin carga: valor pico-pico de aproximadamente 730 mV, frecuencia del rizado de 138,96 kHz, cercana a la frecuencia de conmutación.

Rizado con carga de 3 A: valor pico-pico de aproximadamente 562,08 mV.


Formas de onda del MOSFET

Formas de onda del voltaje en el transistor MOSFET primario cuando la entrada es 220 V AC, salida 24 V con carga de 1 A: amarillo = voltaje entre compuerta y fuente (GS), azul = voltaje entre drenaje y fuente (DS).

En la imagen se observa que el pico de voltaje en el drenaje durante el apagado del MOSFET es de aproximadamente 440 V (como se usó una bombilla en serie y olvidé desconectarla, el voltaje real de entrada podría haber sido solo de unos cien voltios, por lo que la medición está subestimada).

Ampliación de la forma de onda de voltaje en la compuerta:


Formas de onda del diodo rectificador de salida

Voltaje en los extremos del diodo rectificador de salida cuando la entrada es 60 V DC y salida 24 V sin carga. El pico máximo de voltaje es de aproximadamente 56 V. (Al soldar una resistencia de 20 Ω y un condensador de 2,2 nF en R9 y C8 respectivamente, el pico disminuye a 42 V.)

Voltaje en los extremos del diodo rectificador de salida cuando la entrada es 60 V DC, salida 24 V con carga de 1 A. El pico máximo de voltaje es de aproximadamente 190 V. (Tras añadir la resistencia de 20 Ω y el condensador de 2,2 nF, el pico disminuye a 81 V.)


Forma de onda de voltaje de salida durante arranque sin carga

Voltaje de salida cuando la entrada es 60 V DC y salida 24 V sin carga. El voltaje tarda 7 ms en pasar de 0 V a 24 V.


Temperatura de operación

Imagen térmica de la parte inferior de la fuente sin carga: el punto más caliente está en la resistencia de arranque, con una temperatura de aproximadamente 60 °C (temperatura ambiente ~25 °C); la temperatura del MOSFET primario es de aproximadamente 48 °C.

Imagen térmica de la parte inferior de la fuente con carga de 3 A: el punto más caliente está en el MOSFET primario o en la resistencia del circuito de absorción RCD, con temperaturas superiores a 88 °C (temperatura ambiente ~26 °C). El diodo rectificador secundario también debería estar por encima de los 60 °C.

La temperatura en carga completa es bastante alta. Si se va a trabajar durante largos períodos a plena carga, el transistor MOSFET primario necesita un disipador de calor o debe encapsularse con resina para transferir el calor al exterior.


Direcciones para compra de componentes- Muestra de resistencias y capacitores SMD: https://s.click.taobao.com/ngH2RGq

Se recomienda comprar los componentes electrónicos en LCSC (Lichuang Mall): https://activity.szlcsc.com/invite/D03E5B9CEAAE70A4.html

En el enlace abierto de Lichuang, haga clic en “BOM” y luego en “Pedir ahora en LCSC” para importar automáticamente todos los componentes necesarios al carrito de compras.


Esquema


PCB

Capa superior

Capa inferior


Enlaces para descargar materiales

Los siguientes enlaces contienen: archivos del proyecto de EasyEDA, esquemático en PDF, archivos Gerber para fabricación de PCB, herramienta de diseño de fuentes conmutadas SMPSKit, hoja de cálculo para transformadores flyback (Mathcad), diagrama de serigrafía, especificaciones de fabricación del transformador, hojas técnicas de los chips utilizados, modelos de simulación PSIM, código Matlab para gráficas BODE y otros documentos de referencia (algunos materiales recopilados de internet).

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Proyectos abiertos recomendados


Lecturas recomendadas

Versión en inglés del artículo: https://blog.zeruns.top/archives/74.html

2 Me gusta

¡Wah, muy buen proyecto de código abierto, la documentación es muy completa! :+1:

¡Muy fuerte! Hay que apoyar.

Hola, ¿has realizado compensación de bucle en la parte de simulación? ¿Cómo se deriva la función de transferencia?

No, no sé mucho sobre la compensación de bucles.

Hola, disculpe, ¿podría indicarme cómo se calculan los valores de las partes marcadas con rectángulos azules en la figura, es decir, R19, R21, R17 y C12? Al ajustar parámetros mediante simulación, he descubierto que también están relacionados con la resistencia de detección R8 ubicada debajo del MOSFET; al modificar un parámetro, los demás también deben ajustarse.

He calculado la resistencia de detección usando la fórmula 1 V / (Ipk × 1,2). En su proyecto, Ipk = 2,644 A, lo que da como resultado aproximadamente 0,32 Ω, pero este valor difiere del valor real utilizado en su diseño, que es 0,2 Ω. Me gustaría saber cómo obtuvo este conjunto de parámetros. Quedo atento a su respuesta. ¡Muchas gracias!

transparente

¡Hola! Me alegra mucho ver que has investigado tan a fondo este proyecto de código abierto, incluso has realizado simulaciones y tu observación es sumamente aguda, al identificar directamente el problema clave del control por modo de corriente (Current Mode Control).

Como ingeniero experimentado en fuentes de alimentación, permíteme responder punto por punto tus dudas. Vamos a combinar teoría con consideraciones prácticas:

1. Sobre la resistencia de detección R8 (0.32Ω vs 0.2Ω)

Tu fórmula teórica R_{sense} = 1V / (I_{pk} \\times 1.2) es completamente correcta. Esta es la recomendación estándar que aparece en libros de texto y hojas de especificaciones de circuitos integrados (IC), dejando un margen del 20%. Pero ¿por qué en mi diseño real usé 0.2Ω?

La razón se basa en varios factores prácticos:

  • Disipación de potencia y calentamiento (eficiencia prioritaria): La resistencia R8 está en serie con el circuito primario principal, donde la corriente eficaz es alta. Usar 0.32Ω (o su valor estándar cercano de 0.33Ω) generaría una pérdida I^2R casi el doble que con 0.2Ω. En un adaptador pequeño con disipación pasiva, esto tendría un impacto muy notable en el aumento de temperatura.
  • Respuesta ante transitorios y picos de arranque: El valor calculado I_{pk} = 2.644A corresponde al estado estable con carga máxima y voltaje de entrada mínimo. Sin embargo, durante el arranque en frío (cuando se carga el condensador de salida grande) o ante una carga dinámica repentina, necesitamos que la fuente pueda entregar brevemente una corriente pico más alta. Al usar 0.2Ω, el límite de corriente hardware por ciclo aumenta hasta 1V / 0.2\\Omega = 5A. Condición clave: Ya he verificado que mi transformador no entra en saturación magnética con una corriente pico de 5A.
  • Normalización de componentes: 0.2Ω (200mΩ) en encapsulado 1206 es un valor muy común y económico.
  • Resumen: Teóricamente, 0.32Ω ofrece la protección más estricta, pero en la práctica, siempre que el transformador no sature, solemos reducir ligeramente R_{sense} para obtener mejor eficiencia y mayor margen dinámico.

2. ¿Por qué la red de compensación (R17/C12, etc.) depende de R8?

Tu hallazgo en la simulación es muy preciso: “Si modificas R8, también debes ajustar los parámetros superiores”.

Esto se debe a que el UC3842 es un controlador de modo de corriente pico. En este tipo de control, la función de transferencia de control-salida del convertidor (ganancia DC) es inversamente proporcional a la resistencia de detección de corriente R_{sense} (es decir, tu R8).
En términos simples, al reducir R8, estás cambiando la ganancia del lazo de corriente, lo cual modifica completamente la frecuencia de cruce y el margen de fase del sistema en bucle cerrado. Por tanto, la red de compensación del lazo de voltaje (R17, C12, etc.) que antes estaba bien ajustada ya no es válida y debe reajustarse; de lo contrario, la fuente podría oscilar (por ejemplo, oscilación subarmónica o ruido audible).

3. ¿Cómo se obtuvieron los valores dentro del recuadro azul?

Preguntas cómo se calcularon los valores de R19, R21, R17 y C12. Para ser honesto, en el desarrollo real de productos es muy difícil obtener estos valores exactos solo mediante cálculos manuales.

Estos valores implican una combinación compleja entre:

  • La compensación del TL431,
  • El retardo y la relación de transferencia de corriente (CTR) del acoplador óptico (PC817),
  • Y la compensación del amplificador de error interno del UC3842.

Mi flujo de trabajo real (y también el estándar en la industria) es el siguiente:

  1. Estimación inicial:

    • R13 y R14 (resistencias divisoras) se calculan según el voltaje de salida deseado (24V).
    • R19 proporciona la corriente inicial para el LED del acoplador óptico.
    • R21 provee la corriente de polarización para el TL431 (normalmente se asegura alrededor de 1mA de corriente mínima).
    • R17 y C12 forman una red de compensación Tipo-II (un polo y un cero). Para empezar, uso valores empíricos típicos (por ejemplo, R17 entre 10k~20k, C12 entre 1nF~10nF).
  2. Verificación por simulación (como estás haciendo tú ahora):
    Introduzco estos valores iniciales en herramientas como Simplis o LTspice y realizo un análisis AC Sweep (barrido en alterna), observando la gráfica de Bode. El objetivo es ajustar la frecuencia de cruce entre 1/10 y 1/5 de la frecuencia de conmutación, garantizando un margen de fase superior a 45 grados.

  3. Pruebas reales y ajuste fino (el paso más importante):
    No importa cuán perfecta sea la simulación; la dispersión del CTR del acoplador óptico, la inductancia de fugas del transformador y las capacitancias parásitas del PCB afectarán inevitablemente el lazo de control. Una vez fabricada la placa, utilizo una carga electrónica para aplicar una respuesta transitoria (Load Transient) (por ejemplo, cambiar la carga del 10% al 90%) y capturo la forma de onda del voltaje de salida con un osciloscopio.

    • Si hay sobretensión o la señal oscila antes de estabilizarse, significa que el margen de fase es insuficiente, y debo ajustar C12 o R17.
    • Si la recuperación es demasiado lenta, indica que el ancho de banda es estrecho, y también debo afinar los valores RC.

Mi sugerencia para ti:
Ya que tienes montada la simulación, intenta usar una carga electrónica para generar un escalón de corriente (por ejemplo, de 0.5A a 3A) y observa la forma de onda de VOUT. Luego prueba modificar C12 (por ejemplo, de 10nF a 1nF o 47nF) y compara cómo cambian la sobretensión y el tiempo de recuperación. Así adquirirás una comprensión visual y práctica muy clara del efecto de estos componentes.