【オープンソース】24V 3A フライバックスイッチング電源(UC3842ベース、回路およびトランスのパラメータ計算プロセス付き)

オープンソース:広範囲の入力電圧対応、24V3A出力のフライバック方式スイッチング電源(72W出力、最大効率87.4%)。UC3842チップベース、同期整流(UCC24612-1DB)を採用。回路設計およびトランスのパラメータ計算プロセス、回路図、PCB、PSIMシミュレーションモデル、トランス製作仕様書などすべて含まれています。


はじめに

:round_pushpin: 初めてフライバック電源を設計しました。改善点や誤りがあれば、皆さまのご指摘をお願いいたします。

:rocket: ついでに転職活動も兼ねて、広州/仏山/深センで採用をご検討いただける企業の方、ぜひご検討ください。私の立創オープンハードウェアプラットフォームのページで他のオープンプロジェクトもご覧いただけます:https://oshwhub.com/zeruns/works

本プロジェクトの動画デモ: https://www.bilibili.com/video/BV1ES4GzQE19/

立創オープンハードウェアプラットフォームでの公開リンク: https://oshwhub.com/zeruns/24v3a-Flyback-Power-Supply-uc384x

電子回路/マイコン技術交流QQグループ: 2169025065

資料ダウンロードリンクは記事末尾にあります!

警告:スイッチング電源の製作には高い危険性があります。本設計におけるすべての回路、パラメータ、数式の正確性について保証するものではありません。本作品の複製または参考利用は、すべて自己責任で行ってください。

小量生産(20セット)の場合、予想単価は約25元(PCBおよびトランス除く。立創商城の部品価格を使用)です。PCBおよびトランスを含めても50元以下になる見込みです。


設計仕様

パラメータ
定格入力電圧 V_{acnom} 220VAC
最低入力電圧 V_{acmin} 85VAC
最高出力電圧 V_{acmax} 265VAC
電源周波数 f_L 50Hz
出力電圧 V_{out} 24V
出力電流 I_{out} 3A
動作周波数 f_s 150kHz
設計効率 η 85%

PCBサイズ:100×55mm
PCB仕様:2層基板、トップ面にスルーホール部品、ボトム面に表面実装部品


実物写真

下記は第2版です:

下記は第1版です。問題があり、MOSFETがよく破損していました。上の第2版で修正済みです:

高周波トランス:


動作テストおよび性能測定

初回通電テスト

初回通電時は、短絡による破損を防ぐため、直列に電球を接続することを推奨します。実測では正常に動作し、出力電圧は24.1V(下記画像のテスト時は0.9A負荷を接続中)でした。

直列に電球を接続する目的は、 電球の電流制限保護機能を利用することです。正常時には電球の抵抗が小さく、電圧降下も小さく、わずかに光るか消灯したままとなり、電源テストに影響しません。しかし、電源内部で短絡が発生すると、回路電流が急増し、電球の固定抵抗により大部分の電圧が分担され、過大な電流を抑制し、部品の焼損を防ぎます。

スイッチング電源用保護ソケット(電球付き):https://s.click.taobao.com/OiMyz3q

直流入力でもテスト可能です。60Vの直流入力でも正常に起動し、24V出力できることを確認しています。ただし、200kΩの起動抵抗(R24+R16)を100kΩに変更する必要があります(片方をショート)。元の抵抗値が大きすぎると、低電圧では起動できません。


変換効率のテスト

使用機器:

実測データ:

入力電圧(V) 入力電流(A) 入力皮相電力(W) 入力有効電力(W) 出力電圧(V) 出力電流(A) 出力電力(W) 変換効率(%) 力率
219.85 0.029 6.38 2.10 24.13 0.00 0.33
219.83 0.251 55.18 28.69 24.10 1.00 24.10 83.99 0.52
219.59 0.438 96.18 55.78 24.07 2.00 48.14 86.30 0.58
219.65 0.637 139.92 82.55 24.05 3.00 72.15 87.40 0.59
111.55 0.036 4.02 1.81 24.13 0.00 0.45
111.13 0.406 45.12 28.88 24.10 1.00 24.10 83.46 0.64
110.89 0.753 83.50 56.78 24.06 2.00 48.12 84.75 0.68
110.58 1.097 121.31 84.91 24.00 3.00 72.00 84.79 0.70

最高変換効率は87.4% を達成。無負荷時の消費電力は最低1.81W。若干高めです。

上記データは同期整流を使わず、整流ダイオードを使用して測定したものです。選択した同期整流用MOSFETのオン抵抗が大きかったため、効率が逆に低下しました。より高性能なMOSFETに交換することで効率向上が可能です(耐圧は200V以上推奨。ダイオード両端のR9とC8にそれぞれ20Ω抵抗と2.2nFコンデンサを実装すれば、耐圧150VのMOSFETも検討可能)。


出力電圧リップルのテスト

オシロスコープ:Rigol DHO914S https://blog.zeruns.com/archives/764.html

測定時は、約15cmの出力ケーブルにプローブをクリップしており、グラウンドリングを使用せず、出力コンデンサにも直接接続していないため、測定されたリップル値はやや高めになっています。

無負荷時のリップル:ピークtoピーク約730mV、リップル周波数138.96kHz(スイッチング周波数に近い)。

3A負荷時のリップル:ピークtoピーク約562.08mV。


MOSFET波形

入力AC220V、出力24V、1A負荷時における一次側スイッチングMOSFETのゲート-ソース(GS)およびドレイン-ソース(DS)間電圧波形。黄色がGS電圧、青色がDS電圧です。

図から、MOSFETのオフ時にドレイン電圧の尖頭値が約440Vに達していることがわかります(電球を直列に接続していたため、電源入力電圧は100V台前半だった可能性があり、実測値は低めに出ています。スイッチを直通にしていなかったため)。

ゲート電圧波形を拡大表示。


出力整流ダイオードの波形

入力DC60V、出力24V、無負荷時の出力整流ダイオード両端の電圧波形。尖頭電圧は約56V。(ダイオード両端のR9とC8にそれぞれ20Ω抵抗と2.2nFコンデンサを実装後、尖頭電圧は42Vまで低下)

入力DC60V、出力24V、1A負荷時の出力整流ダイオード両端の電圧波形。尖頭電圧は約190V。(同条件でR9とC8を実装後、尖頭電圧は81Vまで低下)


無負荷時起動時の出力電圧波形

入力DC60V、出力24V、無負荷時の出力電圧波形。0Vから24Vに到達する時間は7ミリ秒。


発熱状況

無負荷時の電源底面サーモグラフィ:最高温度は起動抵抗付近で約60℃(周囲温度約25℃)、一次側MOSFETは約48℃。

3A負荷時の電源底面サーモグラフィ:最高温度は一次側MOSFETまたはRCD吸収回路の抵抗で88℃以上(周囲温度約26℃)、二次側整流ダイオードも60℃以上と考えられます。

満載時の温度はやや高めです。長期的に満載運転を行う場合は、一次側スイッチングMOSFETにヒートシンクを追加するか、ケースに樹脂封止して放熱するなどの対策が必要です。


部品購入先- 貼り付け抵抗・コンデンササンプル帳:https://s.click.taobao.com/ngH2RGq

部品はLCSC(立創商城)で購入することをおすすめします:https://activity.szlcsc.com/invite/D03E5B9CEAAE70A4.html

立創のオープンソースリンク内のBOM表から、すぐにLCSCへ注文すると、必要な部品をカートに一括追加できます。


回路図


PCB

表面

裏面


資料ダウンロード先

以下のリンクには、立創EDAプロジェクトファイル、回路図PDF、PCB製造用Gerberファイル、スイッチング電源設計ツールSMPSKit、フライバック変圧器計算書(Mathcad形式)、シルクスクリーン図、変圧器仕様書、各ICのデータシート、PSIMシミュレーションモデル、ボード線図用Matlabコード、その他の参考資料やドキュメントなどが含まれています。(一部の資料はインターネット上から収集しています)

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英語版記事はこちら:https://blog.zeruns.top/archives/74.html

「いいね!」 2

素晴らしいオープンソースプロジェクトですね。資料が非常に充実しています :+1:

強すぎる、絶対応援!

こんにちは、質問があります。シミュレーションの部分でフィードバックループの補償を行っていますか?また、伝達関数の導出はどのように行っていますか?

いいえ、ループ補償の方面についてはあまり詳しくありません

こんにちは、画像中の青色の枠で囲まれた部分(R19、R21、R17、C12)の値はどのように計算したのでしょうか? シミュレーションでパラメータを調整している際に、これらはMOSのソース極直下にある検出抵抗R8とも関係していることに気づきました。一つのパラメータを変更すると、上のいくつかの部品値も連動して変更する必要があるようです。

検出抵抗については、式 1V / (Ipk × 1.2) を使って計算しました。あなたのプロジェクトではIpk = 2.644Aなので、計算結果は0.32Ωになりますが、実際にご使用の値は0.2Ωと異なっています。この一連のパラメータはどのように決定されたのでしょうか?ご回答をお待ちしております。ありがとうございます!

transparent

こんにちは!オープンソースプロジェクトについてこれほど深く研究してくださり、シミュレーションまで実行していただき、さらに電流モード制御(Current Mode Control)の本質的な課題を的確に捉えてくれていることに非常に感銘を受けました。

電源設計のベテランとして、あなたの疑問に一つずつ丁寧にお答えします。理論計算と実際のエンジニアリングの両面から説明していきましょう。

1. サンプリング抵抗 R8 (0.32Ω vs 0.2Ω) について

あなたの理論計算式 R_{sense} = 1V / (I_{pk} \\times 1.2) は全く正しいものです。これは教科書や各種ICのデータシートに記載されている標準的な推奨アルゴリズムであり、20%のマージンを確保するものです。しかしなぜ実際に私は 0.2Ω を使ったのでしょうか?

主に以下の実用的なエンジニアリング上の理由があります:

  • 消費電力と発熱(効率重視): R8は一次側の主回路に直列に入っているため、流れる電流の実効値が非常に大きくなります。もし0.32Ω(またはそれに近い標準値である0.33Ω)を使用した場合、I^2R 損失は0.2Ωに比べてほぼ2倍になります。特に小型で自然空冷のアダプタでは、この発熱による温度上昇は顕著です。
  • 過渡状態および起動時のサージ対応: 計算上の I_{pk} = 2.644A は、定常状態・最大負荷・最低入力電圧時の値です。しかし、電源の冷機起動時(出力の大容量コンデンサへの充電)や急激な負荷変動が発生した場合、短時間でもっと大きなピーク電流を供給できるようにしたいことがあります。0.2Ωを使うことで、周期ごとのハードウェアリミット値は 1V / 0.2\\Omega = 5A まで緩和されます。ただし前提として、私のトランスは5Aのピーク電流でも磁気飽和しないことを事前に確認しています。
  • 部品の標準化: 0.2Ω (200mΩ) の1206サイズは、非常に一般的で低コストな抵抗値です。
  • まとめ: 理論的には0.32Ωが最も安全ですが、実際の設計では、トランスが飽和しなければ、効率や動的余裕を高めるために R_{sense} を適切に小さくすることがよくあります。

2. 補償ネットワーク (R17/C12など) がなぜR8と連動するのか?

あなたがシミュレーションで見つけた「R8を変えると他のパラメータも連動して調整が必要」という点は、非常に正確です。

その理由は、UC3842がピーク電流モード制御ICだからです。電流モード制御では、パワーステージ(プラント)の制御-出力間の伝達関数(DCゲイン)が、電流検出抵抗 R_{sense}(つまりあなたのR8)に反比例する性質があります。
簡単に言えば、R8の値を小さくすると、電流ループのゲインが変化し、全体のフィードバックシステムのクロスオーバー周波数や位相マージンがすべて変わってしまうのです。そのため、以前に調整された電圧ループの補償ネットワーク(R17, C12など)は使えなくなり、再調整が必要になります。そうしないと、サブハーモニック発振やオーディオノイズ(キーンという音)などの発振現象が発生します。

3. 青枠内のパラメータはどのように決めるのか?

R19, R21, R17, C12 の値がどうやって導かれたのか、というご質問ですね。正直に申し上げて、製品開発においてこれらの値を手計算だけで一発で正確に求めるのは極めて困難です

ここには TL431の補償 + 光アイソレータ(PC817)の伝送遅延および電流伝達比(CTR)+ UC3842内部の誤差増幅器の補償特性などが複雑に絡んでいます。

私が実際に採用している開発フロー(業界での一般的な手順でもあります)は次の通りです:

  1. 初期値の概算:

    • R13, R14(分圧抵抗)は出力24Vに基づいて決定。
    • R19は光アイソレータ一次側の電流を設定し、R21はTL431のバイアス電流を確保します(通常、TL431に約1mAの最小動作電流を確保)。
    • UC3842側のR17とC12はType-II補償ネットワーク(1つのゼロ点と1つのポールを提供)を構成します。初期値は経験則から適当なRCの組み合わせを選びます(例えばR17は10k~20kΩ、C12は1nF~10nF程度)。
  2. シミュレーションによる検証(あなたが今行っている作業): 初期値をSimplisやLTspiceに代入し、ACスイープ(交流解析)を実行してボード線図(Bode Plot)を確認します。目標は、クロスオーバー周波数をスイッチング周波数の1/10~1/5に設定し、かつ位相マージン(Phase Margin)を45度以上確保することです。

  3. 実基板での測定と微調整(最も重要なステップ): シミュレーションが完璧でも、光アイソレータのCTRばらつき、トランスの漏れインダクタンス、PCBの寄生容量などがループ特性に影響を与えます。基板が出来上がったら、電子負荷を使って負荷過渡応答(Load Transient)(例えば負荷を10%から90%へ急変させる)テストを行い、オシロスコープで出力電圧の波形を観測します。

    • 波形にオーバーシュートがあり、数回振動してから安定する場合は、位相マージンが不足しているため、C12やR17を調整します。
    • 電圧の復帰が遅い場合は、帯域が狭すぎるので、RCパラメータを微調整します。

あなたへの提案:
すでにシミュレーション環境を構築しているのであれば、電子負荷を使って段階的な電流変化(例:0.5A → 3A)を加え、VOUTの波形を観察してみてください。その後、C12の値を10nFから1nFや47nFに変更して、オーバーシュートや復帰時間にどのような違いが出るか試してみてください。こうすることで、これらのパラメータが実際にどのように機能しているかを、非常に直感的に理解できるはずです!