Diseño de fuente de alimentación Flyback: Cálculo de parámetros, selección de componentes y guía de bobinado del transformador

Discusión Técnica Electrónica de Potencia
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Este artículo utiliza una fuente de alimentación flyback de 72 vatios con una entrada de voltaje de amplio rango (24V, 3A de salida) como ejemplo para demostrar el cálculo de parámetros del circuito y selección de componentes. También cubre el cálculo y métodos de bobinado para el transformador flyback.

Las fórmulas en este artículo se han referido desde fuentes en línea.

Si encuentra inexactitudes en este artículo, por favor indíquelas.

Parámetros operativos de la fuente de alimentación flyback

Primero, debe definir los parámetros para la fuente de alimentación flyback que desea diseñar.

Parámetro Valor
Tensión de entrada nominal V_{acnom} 220VAC
Tensión de entrada mínima V_{acmin} 85VAC
Tensión de entrada máxima V_{acmax} 265VAC
Frecuencia de línea f_L 50Hz
Tensión de salida V_{out} 24V
Corriente de salida I_{out} 3A
Frecuencia operativa f_s 150kHz
Eficiencia de diseño η 85%

La frecuencia operativa de una fuente de alimentación flyback generalmente se define por el diseñador basándose en requisitos específicos de aplicación, no es un valor fijo. Aumentar la frecuencia operativa puede reducir significativamente el tamaño y peso del transformador, inductor del filtro de salida y capacitor, minimizando así las dimensiones totales de la fuente de alimentación. Esto se debe a que la operación a alta frecuencia permite el uso de componentes magnéticos y capacitores más pequeños. Sin embargo, una frecuencia más alta también conduce a mayores pérdidas por conmutación, lo que puede reducir la eficiencia, exacerbar la generación de calor y requerir una gestión térmica más compleja. Por lo tanto, la selección de la frecuencia requiere un compromiso cuidadoso entre tamaño, eficiencia, costo y consideraciones térmicas.

El rango operativo típico de frecuencia está entre 20 kHz y 500 kHz, siendo 50 kHz a 200 kHz el rango más común. Esto logra un buen equilibrio entre reducción de tamaño y control de pérdidas. Para diseños que exceden los 300 kHz, las pérdidas por cruce de los interruptores basados en silicio convencionales (como los MOSFET) se vuelven significativamente mayores. En tales casos, generalmente se requieren interruptores de semiconductores de banda prohibida ancha, como el Nitrato de Galio (GaN) o el Carburo de Silicio (SiC), para reducir las pérdidas y mantener alta eficiencia.

Cálculo del circuito rectificador y filtro monofásico

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Cálculo de la tensión de ruptura de los diodos del puente rectificador:

La tensión del bus de CC después de la rectificación y filtrado típicamente se acerca al valor pico de la entrada de CA. El valor pico de una señal CA es \\sqrt{2} veces su valor RMS. Por lo tanto, la tensión inversa nominal de los diodos del puente rectificador debe ser mayor que \\sqrt{2} veces el valor RMS de la tensión de entrada máxima.

V_{busmax} = \\sqrt{2} \\cdot V_{acmax} = 374.77 \\mathrm{V}

Además, para considerar sobretensiones y fluctuaciones de la red, generalmente se aplica un factor de margen K_{bri} (típicamente 1.5). Esto da:

V_{busmax} \\cdot K_{bri} = 562.15 \\mathrm{V}

Por lo tanto, la tensión inversa nominal de los diodos del puente rectificador debe ser al menos 562 V.

Potencia de entrada:

P_{in} = \\frac{P_{out}}{η} = 84.7 \\mathrm{W}

Cálculo de la corriente nominal de los diodos rectificadores:

Corriente máxima de entrada para un diodo individual en el puente rectificador (ya que los diodos en un puente conducen en pares, la corriente total se divide entre 2):

I_{acmax} = \\frac{P_{in}}{2 \\cdot V_{acmin}} = 0.498 \\mathrm{A}

De manera similar, para considerar sobretensiones y fluctuaciones de la red, se aplica el mismo factor de margen K_{bri} (típicamente 1.5). Esto resulta en:

I_{acmax} \\cdot K_{bri} = 0.747 \\mathrm{A}

Por lo tanto, la corriente nominal para un diodo individual en el puente rectificador debe ser al menos 0.747 A.

Basado en los cálculos anteriores, se selecciona el puente rectificador [MSB40M](https://s.click.taobao.com/t?e=m%3D2%26s%3DWBCkPaxK5vBw4vFB6t2Z2ueEDrYVVa64g3vZOarmkFi53hKxp7mNFr5lmuKnqC%2F3XbBatW9LU1T0JlhLk0Jl4QTquP0kWxBLBDnvz6xo38xspWc9%2BCL4bTGF1ceZMhPo8mL8HhJ3EdVrH4ks4QyiY4z4rjZDGVMAhscfsB2%2FyzZJq71CBMBeP%2F1SarTXhIOTUdDn0Cj7EhPr46qV3PLrYMKdUJ%2FCeKKvan%2B1V5DsFiJjvDlRG2nhfZfhqLgbxm%2BJaLU2j7fjwxJKAVF%2FjqlD3XB6Jd9pUfrR1KilmKsn0wwgrveXiKjWgUz8Z8jl%2BiX2xg5p7bh%2BFbQ%3D\u0026union_lens=lensId%3APUB%401757571733%402135d33e_0e3b_199377057f7_e0ed%40021hFH3qHAoNfpejbraJhc9Q%40eyJmbG9vcmRpZCI6ODA2NzQiLCJzcG1DaWQiOiJfcG9ydGFsX3YyX3BhZ2VzX3Byb21vX2dvb2RzX2luZGV4X2h0bSIsInNyY0Zsb29ySWQiOiI4MDY3NCJ9eCUzO3RrU2NtJTNBc2VsZWN0aW9uUGxhemFfc2l0ZV80MzU4XzBfMF8wXzFfMTc1NzU3MTczMzU2OTE1NDc5NDE5OSUzQnNjbSUzQTExMDcuMzAxNDguMzI5MDkwLnB1Yl9zZWFyY2gtaXRlbV9jYzM5OGEwYi1lYTdjLTQ2ZDMtYTQyOS02NmVjMmU5NDMwNmEp para este diseño. Tiene una tensión nominal de 1000V y una corriente nominal de 4A, lo que cumple con los requisitos calculados.

Cálculo del capacitor de filtro de entrada:

Hay una fórmula empírica para seleccionar el capacitor de entrada de una fuente de alimentación flyback:

Para una entrada de 220VAC individual, el capacitor de entrada C_{in} generalmente se elige entre 1-2μF/W.

Para una entrada universal de 85VAC-265VAC, el capacitor de entrada C_{in} generalmente se elige entre 2-3μF/W.

Usando esta fórmula empírica, el capacitor de filtro se calcula como:

C_{in} = 2 \\cdot P_{out} = 144 \\mathrm{μF}

Por lo tanto, basado en el cálculo, se puede seleccionar un capacitor electrolítico de 150μF.

Selección de la tensión nominal del capacitor de filtro de entrada:

Generalmente debe ser superior a la tensión pico de la entrada de CA. Por ejemplo, con V_{busmax} siendo 374.77V en este caso, un capacitor de 400V sería adecuado. También podría usarse un capacitor de 450V.

Cálculo del transformador flyback

Para dejar un margen, la tensión mínima de entrada V_{busmin} se establece en 110V.

Defina la tensión reflejada V_{OR} (la tensión inducida en el devanado primario cuando el transistor de conmutación se apaga y se libera la energía del campo magnético) como 100V. 100V es un valor típico en ingeniería para diseños de fuentes de alimentación flyback con rangos amplios de tensión de entrada (por ejemplo, 110V/220V AC).

Defina la caída de tensión drenaje-fuente del MOSFET primario cuando se activa como V_{ds} = 4V.

Calcule el ciclo de trabajo máximo: (Esto también puede estimarse empíricamente como 0.45 sin cálculo, ya que el ciclo de trabajo para una fuente flyback generalmente no excede 0.5)

V_{busmin} = \\sqrt{2} \\cdot V_{acmin} = 120.21 \\mathrm{V}
D_{max} = \\frac{V_{OR}}{V_{OR} + V_{busmin} - V_{ds}} = 0.485

Calcule la corriente pico primaria:

  • La corriente promedio de entrada es:
I_{avg} = \\frac{P_{in}}{V_{busmin}} = 0.77 \\mathrm{A}
  • Suponiendo un factor de rizado K_{RP} (relación entre la corriente de rizado I_R y la corriente pico I_P) de 0.8 para modo de conducción continua (CCM), la corriente pico primaria I_P se calcula como:
I_P = \\frac{I_{avg}}{(1-0.5 \\cdot K_{RP}) \\cdot D_{max}} = 2.644 \\mathrm{A}

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Calcule la inductancia magnetizante del transformador:

  • Usando la fórmula para la inductancia magnetizante de un transformador flyback, la inductancia magnetizante primaria L_P se calcula como:
L_P = \\frac{P_{out}}{{I_P}^{2} \\cdot K_{RP} \\cdot (1 - 0.5 \\cdot K_{RP}) \\cdot f_s} \\cdot \\frac{0.5 \\cdot (1-\\eta) + \\eta}{\\eta} = 155.686 \\mathrm{μH}

Calcule el valor AP y seleccione el núcleo del transformador basado en él:

El producto del área del núcleo, AP = Aw * Ae (el producto entre el área de la ventana del núcleo Aw y su área transversal efectiva Ae).

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  • Con un factor de llenado de la ventana del transformador K_o de 0.4, un coeficiente de densidad de corriente K_j de 3.95 y una densidad de flujo B_w de 0.2T, el valor AP mínimo requerido para el núcleo se calcula como:
A_{P}=\left(\frac{L_{P} \cdot {I_{P}}^{2} \cdot 10^{2}}{B_{w} \cdot K_{o} \cdot K_{j}}\right)^{1.14}=0.297 \mathrm{~cm}^{4}
  • El valor de A_P del núcleo seleccionado suele ser más del doble del valor de diseño calculado. Aquí, elijo un núcleo PQ2620 para el transformador. Según la hoja de datos del núcleo, su valor de A_P es 0.7188$\mathrm{~cm}^{4}$.

¿Por qué se establece la densidad de flujo B_w en 0.2T?

1. Para evitar la saturación del núcleo

  • Saturación del núcleo: Cuando la densidad de flujo excede la densidad de saturación del material ( B_{\text{sat}} ), el núcleo pierde su permeabilidad magnética y su inductancia cae bruscamente, lo que lleva a la falla del transformador.
  • Características del núcleo de ferrita: El B_{\text{sat}} para núcleos comunes en fuentes de alimentación conmutadas (como PC40, PC44, PC95) es aproximadamente 0.3–0.39 T a 100°C.
  • Margen de seguridad: Establecer B_w = 0.2 \, \text{T} (alrededor del 50–70% de B_{\text{sat}} ) proporciona un margen para los siguientes factores:
    • B_{\text{sat}} disminuye a temperaturas más altas (el B_{\text{sat}} de los núcleos de ferrita disminuye al aumentar la temperatura).
    • Desplazamiento del flujo causado por la corriente de polarización de CC.
    • Corriente pico aumentada debido a fluctuaciones de voltaje de entrada o transitorios de carga.

2. Para controlar la pérdida en el núcleo

  • Pérdida a alta frecuencia: Las fuentes de alimentación conmutadas operan a altas frecuencias (típicamente \u003e20 kHz). La pérdida en el núcleo (pérdida por histéresis + pérdida por corrientes parásitas) aumenta exponencialmente con la densidad de flujo.
  • Optimización de pérdida: La experiencia muestra que cuando B_w está en el rango 0.1–0.25 T, se logra un buen equilibrio entre la pérdida en el núcleo y la pérdida en el cobre, resultando en una eficiencia general más alta. 0.2 T es un compromiso común dentro de este rango.

Calcular las espiras primarias y secundarias:

V_F es la caída de voltaje directa del diodo rectificador de salida, típicamente se toma como 0.7V.

  • Basado en la conservación del flujo magnético (balance de voltio-segundo) entre los lados primario y secundario, la relación de espiras primario-secundario N_{PS} se calcula como:
N_{PS} = \frac{D_{max}}{(1 - D_{max})} \cdot \frac{(V_{busmin} - V_{ds})}{(V_{out} + V_F)} = 4.049
  • Para prevenir la saturación del transformador, se elige una densidad de flujo máxima operativa B_{max} de 0.15T. Para un núcleo PQ2620, el valor de A_e es 119 mm² (119 \times 10^{-6}\,\text{m}^2). El número primario de espiras N_P se calcula como:
N_P = \frac{V_{busmin} \cdot D_{max}}{A_e \cdot B_{max} \cdot f_s} = 20

El enlace de flujo \Psi = N(\text{espiras}) \times B(\text{densidad de flujo}) \times S(\text{área})

  • Basado en la relación de espiras primario-secundario del transformador, el número secundario de espiras N_S se calcula como:
N_S = \frac{N_P}{N_{PS}} = 5
  • Se agrega un devanado adicional al transformador flyback para suministrar energía al IC de control. El voltaje de salida diseñado para este devanado auxiliar V_{out1} se establece en 15V. Basado en la relación entre voltaje de salida y relación de espiras, el número de espiras para el devanado auxiliar N_{s1} se calcula como:
N_{s1} = N_s \cdot \frac{V_{out1}}{V_{out}} = 3

Calcular el diámetro del alambre y el número de hilos para los devanados primario/secundario:

  • La corriente RMS primaria I_{prms} se calcula como:
I_{prms} = I_P \cdot \sqrt{D_{max} \cdot \left( \frac{{K_{RP}}^2}{3} - K_{RP} + 1 \right)} = 1.184\,\text{A}
  • La corriente RMS secundaria I_{srms} se calcula como:
I_{SP} = I_P \cdot \frac{N_P}{N_S} = 10.575\,\text{A}
I_{srms} = I_{SP} \cdot \sqrt{(1 - D_{max}) \cdot \left( \frac{{K_{RP}}^2}{3} - K_{RP} + 1 \right)} = 4.877\,\text{A}

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  • La corriente en los devanados del transformador es de alta frecuencia, lo que causa el efecto piel. La corriente no fluye uniformemente dentro del conductor, sino que se concentra cerca de la “piel” del conductor. Cuanto más cerca de la superficie, mayor es la densidad de corriente, mientras que el interior del conductor transporta muy poca corriente. El efecto piel reduce significativamente el área efectiva de la sección transversal del alambre. Por lo tanto, usar múltiples hilos de alambre más delgado (como alambre de Litz) en lugar de un solo alambre grueso puede mitigar eficazmente el efecto piel. La profundidad de piel calculada D_m (diámetro máximo para un alambre sólido) es:
D_{m}=\frac{2 \cdot 68.85 \cdot 10^{-3}}{\sqrt{f_{s}}}=0.356\,\text{mm}
  • La densidad de corriente empírica típicamente está en el rango de 4 a 6 A/mm². El diámetro del alambre seleccionado D_p y el número de hilos P_p para el devanado primario son los siguientes:
D_p = 0.3\,\text{mm} \quad\quad P_p=3
  • La densidad de corriente calculada j_p para el devanado primario está dentro del rango de 4 a 6 A/mm².
j_p = \frac{I_{prms}}{\left( \frac{D_p}{2} \right)^2 \pi P_p} = 5.585 \times 10^6 \text{A/m}^2 = 5.585\,\text{A/mm}^2
  • El diámetro del alambre seleccionado D_s y el número de hilos P_s para el devanado secundario pueden diseñarse así:
D_s = 0.35\,\text{mm} \quad\quad P_s = 10
  • La densidad de corriente calculada j_s para el devanado secundario es:
j_s = \frac{I_{srms}}{\left( \frac{D_s}{2} \right)^2 \pi P_s} = 5.069 \times 10^6 \text{A/m}^2 = 5.069\,\text{A/mm}^2

Calcular coeficientes de referencia:

  • Calcular el coeficiente del área de sección transversal total de todos los devanados en relación con el área de la ventana del transformador:
A_w = 60.4 \times 10^{-6}\,\text{m}^2
K_w = \frac{\left( \frac{D_p}{2} \right)^2 \pi P_p N_p + \left( \frac{D_s}{2} \right)^2 \pi P_s N_S}{A_w} = 0.15

Un factor de utilización de ventana K_w entre 0.1 y 0.3 generalmente se considera adecuado.

Especificación de fabricación del transformador

Una vez calculados los parámetros del transformador, se puede crear una especificación de fabricación para el proveedor del transformador o para el bobinado manual.

Estructura de devanado:

Capa de devanado Terminales Especificación del alambre Espiras Método de devanado
Capa 1 1-2 Φ0.3mm (#28AWG) * 3 hilos 10 Devanado cerrado
Capa 2 5-6 Φ0.3mm (#28AWG) 3 Devanado cerrado
Capa 3 10-12 Φ0.35mm (#26AWG) * 10 hilos 5 Devanado cerrado
Capa 4 2-3 Φ0.3mm (#28AWG) * 3 hilos 10 Devanado cerrado

Detalles y notas del devanado:

  1. Devanar estrictamente según la convención de puntos mostrada en el diagrama. Los pines 1, 5 y 10 son los extremos con punto. Prestar atención a la orientación de los puntos durante el devanado.
  2. El pin 2 es el punto de transición del devanado sandwich.
  3. Aplicar cinta entre cada capa. Agregar un margen de al menos 2mm en los lados de las capas 2 y 3.
  4. Aplicar manguito a todos los cables de entrada y salida.
  5. Marcar el pin 1 con un punto blanco para identificación. Asegurar una inductancia de 156µH (medida entre los pines 1-3 @ 150kHz).
  6. Devanar cada capa uniformemente. Si una capa no está llena, devanarla uniformemente con espacio (devanado con espacio).
  7. Eliminar el pin 8.

Asignación de pines del carrete, diagrama de convención de puntos y estructura de devanado se muestran a continuación:

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Información relacionada con el transformador:

Inductancia 1-3 pines: 156µH (asegurar mediante el lijado de la pata central, medido a 150kHz)
Núcleo PQ2620 (Ferrita PC95/PC44)
Bobina Bobina PQ2620 Vertical (6+6 pines)
Placa base None
Prueba de Hipot Pines 1 - 10: 1500VAC (Frecuencia: 60Hz, Duración: 60s)
Clase Térmica CLASS F
Método de Fijación Fijado con cinta. Sin encapsulado ni barnizado por ahora.
Método de Salida de Cables Todos los cables de entrada y salida deben estar revestidos con tubo aislante de teflón/nailon.

Cálculo y Selección de MOSFET

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  • Durante el período de apagado del MOSFET, el voltaje en la placa de drenaje y fuente es la suma del voltaje de entrada y el voltaje reflejado desde el devanado secundario al primario. Este voltaje alcanza su máximo cuando el voltaje de entrada es más alto:
V_{mos} = (V_F + V_{out}) \frac{N_P}{N_S} + V_{busmax} = 473.567\,\text{V}

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  • Cuando el MOSFET se apaga, la inductancia de fuga primaria del transformador almacena energía que no se transfiere al lado secundario. Esta energía resuena con la capacitancia de unión del MOSFET, creando una resonancia LC que provoca un pico de voltaje en el MOSFET.
  • En el diseño, se debe evitar que este pico de voltaje dañe al MOSFET. Normalmente, se utiliza un circuito de clamp RCD dedicado para absorber esta energía. Al mismo tiempo, el MOSFET seleccionado debe tener un margen de voltaje suficiente. En este diseño, se usa un margen de voltaje de 1.5 veces: K_{vmos}=1.3
  • Por lo tanto, el MOSFET seleccionado debe tener una clasificación de voltaje que satisfaga: V_{mos} \cdot K_{vmos} = 615.637\,\text{V}
  • La corriente RMS del MOSFET es igual a la corriente RMS primaria, que se calculó previamente como I_{prms}=1.184\,\text{A}. Se debe considerar un margen adicional, por lo que se selecciona un MOSFET con mayor corriente nominal.

Basado en el voltaje mínimo nominal y la corriente RMS primaria I_{prms}, el MOSFET seleccionado para este diseño es el NJH65R600S, que tiene un voltaje nominal de 700V y una corriente nominal de 8A, cumpliendo con los requisitos calculados.

Observe la tabla siguiente: la corriente nominal a 100°C también debe ser mayor que la corriente RMS primaria calculada.

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Además de las clasificaciones de voltaje y corriente, otros parámetros clave para la selección del MOSFET son la resistencia en encendido R_{DS(ON)} y la capacitancia de entrada C_{iss}. Se prefieren valores más bajos. Una R_{DS(ON)} menor genera menores pérdidas por conducción cuando el MOSFET está encendido. La capacitancia de entrada C_{iss} impacta directamente en las pérdidas de conmutación y conducción; una C_{iss} más pequeña permite una respuesta de conmutación más rápida, menores pérdidas de conmutación y menos corriente de carga/descarga requerida del circuito controlador, reduciendo así las pérdidas de conducción.

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Cálculo y Selección del Diodo y Condensador de Salida

Cálculo y Selección del Diodo de Salida:

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  • Durante el tiempo en que el MOSFET está encendido, el diodo rectificador secundario está polarizado inversamente y bloquea. El voltaje en la placa es la suma del voltaje de salida y el voltaje reflejado desde el primario al secundario. Este voltaje alcanza su máximo cuando el voltaje de entrada es más alto. El voltaje inverso en el diodo cuando está apagado se calcula como:
V_{dio} = V_{out} + V_{busmax} \cdot \frac{N_S}{N_P} = 117.692\,\text{V}
  • Cuando el diodo está polarizado inversamente, la inductancia de fuga del devanado secundario resuena con la capacitancia de unión del diodo, creando una resonancia LC que provoca un pico de voltaje al apagar el diodo. Al seleccionar un diodo, se debe elegir un cierto margen de voltaje. En este diseño, se usa un margen de voltaje de 1.5 veces: K_{vdio} = 1.5
  • Por lo tanto, el diodo seleccionado debe tener una clasificación de voltaje que satisfaga:
V_{dio} \cdot K_{vdio} = 176.5372\,\text{V}
  • Basado en la clasificación de voltaje mínima calculada anteriormente y la corriente RMS del devanado secundario, el diodo seleccionado para este diseño es el SBDD10200CT, que tiene un voltaje nominal de 200V y una corriente nominal de 10A, cumpliendo con los requisitos calculados.
  • Además, es importante usar un diodo Schottky. Los diodos Schottky tienen una caída de voltaje directa (V_f) baja, lo que reduce significativamente las pérdidas por conducción y mejora la eficiencia de la fuente de alimentación. También tienen un tiempo de recuperación inversa extremadamente corto (típicamente \u003c 10ns), lo que reduce la pérdida de energía y la oscilación de voltaje durante la conmutación, haciéndolos especialmente adecuados para fuentes de alimentación flyback de alta frecuencia.
  • Alternativamente, un rectificador sincrónico (un controlador de rectificación sincrónica integrado + MOSFET) puede reemplazar al diodo Schottky. La rectificación sincrónica utiliza un MOSFET para reemplazar al diodo, controlado con precisión por un controlador. Su ventaja radica en la resistencia en encendido (R_{ds(on)}) extremadamente baja, lo que reduce aún más la caída de voltaje y pérdida de conducción, mejorando la eficiencia (especialmente en aplicaciones de salida de alta corriente).

Cálculo y Selección del Condensador de Salida:

  • Cuando el MOSFET se enciende, el diodo secundario está polarizado inversamente y el condensador suministra energía a la carga, lo que provoca una disminución del voltaje de salida y forma el rizado de voltaje de salida.
  • La corriente del condensador es igual a la corriente de carga, y la tasa de disminución del voltaje en el condensador es igual a la corriente del condensador dividida por su capacitancia.
  • El voltaje de rizado es igual a esta tasa de disminución del voltaje multiplicada por el tiempo de encendido del MOSFET primario, que es igual al tiempo de apagado del diodo secundario.
\Delta V_{out} = \frac{V_{out}}{R_{out} \cdot C_{out}} \cdot \frac{D_{max}}{f_s}
  • Para fuentes de alimentación conmutadas en electrónica de consumo, la relación de rizado de voltaje de salida (porcentaje del rizado pico a pico respecto al voltaje de salida) generalmente debe estar dentro del 1% al 2%. Para mi salida de 24V, esto significa que el voltaje de rizado debe estar entre 0.24V y 0.48V. Un rizado menor también es aceptable, pero requerirá una capacitancia mayor. Aquí, establezco \Delta V_{out} = 0.1\,\text{V}. Por lo tanto, la capacitancia de salida se puede calcular como:
R_{out} = \frac{V_{out}}{I_{out}} = 8\,\text{Ω}
C_{out} = \frac{V_{out}}{R_{out} \cdot \Delta V_{out}} \cdot \frac{D_{max}}{f_s} = 97.087\,\text{μF}
  • Este cálculo es para un condensador ideal con ESR cero. En la práctica, los condensadores tienen cierta ESR, que aumenta la ondulación. La ESR varía según el modelo del condensador, por lo que el valor seleccionado suele ser más alto que el teórico y debe determinarse mediante pruebas.
  • Para reducir la ESR, se pueden usar múltiples condensadores en paralelo. En este diseño, se utilizan dos condensadores electrolíticos 220μF/35V en paralelo. Los condensadores sólidos (que tienen menor ESR que los condensadores electrolíticos) pueden usarse como alternativa. Además, se deben agregar varios condensadores MLCC (por ejemplo, 1μF, 100nF) en paralelo para filtrar el ruido de alta frecuencia.

Análisis y cálculo del circuito RCD Snubber

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  • El circuito puede experimentar dos oscilaciones. La primera es causada principalmente por la inductancia de dispersión primaria L_{kp} y la C_{oss} (capacitancia de salida) del MOSFET. La segunda está causada principalmente por la oscilación entre la inductancia de magnetización (inductancia primaria) y la capacitancia C_{oss} después de que se agote la energía del circuito.

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  • Después de agregar el circuito RCD Snubber, cuando el voltaje en el MOSFET excede la suma del voltaje del condensador de sujeción y el voltaje de entrada, el diodo de sujeción conduce y el circuito de sujeción comienza a funcionar.
  • Suponga que la inductancia de dispersión primaria del transformador L_k está controlada dentro del 1% de la inductancia de magnetización (inductancia primaria): L_k=1\\% \\cdot L_p=1.557uH (es mejor medir la inductancia de dispersión primaria real después de fabricar el transformador y recalcular los siguientes valores usando el valor medido. Método de medición para la inductancia de dispersión primaria: Cortocircuite todas las bobinas excepto la primaria, luego mida la inductancia primaria con un medidor LCR. El valor medido es la inductancia de dispersión primaria.)
  • El voltaje máximo conocido del transistor de conmutación V_{dsmax} es 700V.
  • Dejando un margen, el voltaje deseado en el condensador de sujeción V_{clamp} se diseña como:
V_{clamp} = 0.8 \\cdot V_{dsmax} − V_{busmax} = 185.233\\,\\text{V}
  • Calcule la resistencia de sujeción R_c y el condensador de sujeción C_c usando las fórmulas estándar para el cálculo del circuito RCD Snubber:
R_c = \\frac{2 \\cdot \\left[V_{clamp} - \\frac{N_P}{N_S} \\cdot (V_F + V_{out})\\right] \\cdot V_{clamp}}{L_k \\cdot I_p^2 \\cdot f_s} = 19.616\\,\\text{kΩ}
C_c = \\frac{2 \\cdot V_{clamp}}{R_c \\cdot V_{clamp} \\cdot f_s} = 0.68\\,\\text{nF}
  • Al mismo tiempo, calcule la potencia disipada por la sujeción:
P_{clamp} = \\frac{1}{2} \\cdot f_s \\cdot L_k \\cdot I_p^2 \\left(1 + \\frac{V_{OR}}{V_{clamp} - V_{OR}}\\right) = 1.774\\,\\text{W}
  • Seleccione una resistencia de sujeción de 20kΩ y un condensador de sujeción de 1nF. Elija una resistencia de 2W. Basado en el voltaje del condensador de sujeción y considerando el voltaje más alto durante el arranque, se puede elegir un condensador de película con clasificación de voltaje de 1kV o un MLCC en encapsulado 1206. De manera similar, seleccione un diodo de sujeción FR107.

Descargas

Si no desea calcular manualmente, puede usar la hoja de cálculo Mathcad o el software SMPSKit para realizar los cálculos. Los enlaces de descarga son los siguientes:

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Bobinado del transformador

Esta también fue mi primera vez bobinando un transformador, por lo que el trabajo no es perfecto. Esto es solo para referencia.

¡Todas las bobinas deben comenzar desde los pines con punto y bobinarse en la misma dirección!

En las imágenes siguientes, usé tanto alambre esmaltado (izquierda) como alambre de Litz (derecha).

El diámetro del núcleo PQ2620 es de 14.5mm. Usando la fórmula de circunferencia L = \\pi d, la longitud de una vuelta se calcula en 45.53mm. Multiplique esto por el número de vueltas para obtener la longitud requerida para cada bobina, luego agregue un margen de diez centímetros aproximadamente. Corte el alambre esmaltado según la longitud calculada.

Capa 1: Primero bobine la primera capa del devanado primario. Tome tres alambres esmaltados de 0.3mm de diámetro y bobínelos juntos comenzando desde el pin 1 del carrete del transformador. Haga 10 vueltas en el carrete. (Para el alambre de Litz, usé 0.1mm x 30 hilos).

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Después de terminar la primera capa, enrute los alambres hacia arriba y envuelva una capa de cinta (use cinta de Mylar o cinta de poliamida. Luego, enrute los alambres verticalmente hacia abajo hasta el pin 2 y envuelva dos capas más de cinta.

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Capa 2: Primero, enrollar cinta de margen en ambos lados. Luego, enrollar un solo alambre esmaltado de 0.3mm comenzando desde el pin 5, realizando 3 vueltas en la misma dirección de bobinado que la primera capa, terminando en el pin 6. Finalmente, envolver dos capas de cinta. (Para el alambre Litz, usé 0.1mm x 10 hilos).

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Capa 3: Primero, enrollar cinta de margen en ambos lados. Luego, tomar diez alambres esmaltados de 0.35mm de diámetro y enrollarlos juntos comenzando desde el pin 10 del carrete del transformador. Realizar 5 vueltas en la misma dirección de bobinado que la primera capa, terminando en el pin 12. Finalmente, envolver dos capas de cinta. (Para el alambre Litz, usé 0.1mm x 60 hilos).

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Capa 4: Continuar enrollando el bobinado primario. Comenzar desde el pin 2 y hacer 10 vueltas en la misma dirección de bobinado que la primera capa, terminando en el pin 3. Lo mejor es dirigir el alambre verticalmente hacia abajo después de terminar. Finalmente, envolver dos capas de cinta.

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Luego, soldar todos los alambres esmaltados a sus respectivos pines. Puede necesitar raspar la capa de esmalte con una cuchilla para algunos alambres antes de poder soldarlos. Para el alambre Litz, puede aplicar un soldador caliente durante un tiempo para soldarlo.

En una fuente de alimentación conmutada flyback, el transformador necesita almacenar la energía a transferir durante el ciclo. Para evitar la saturación magnética, se introduce un espacio de aire en el núcleo para alterar el ciclo de histéresis, aumentando la densidad de flujo de saturación y, por ende, la energía transferida por ciclo. Existen dos métodos comunes para crear un espacio de aire: molerlo o usar espaciadores, siendo el uso de espaciadores el método más sencillo.

Finalmente, ensamblar las dos mitades del núcleo, presionarlas firmemente juntas y medir la inductancia del bobinado primario. Si la inductancia es mucho más alta que el valor objetivo (156μH en mi caso), usar una lima u otra herramienta de molienda para moler la columna central del núcleo (moliendo el espacio de aire). Medir después de cada pequeña cantidad de molienda hasta que la inductancia esté ligeramente por encima del valor objetivo. Luego, envolver todo el núcleo firmemente con cinta.

Alternativamente, puede usar el método de espaciadores. Esto implica colocar algunas capas de cinta u otro material delgado entre las mitades del núcleo. Medir la inductancia después de añadir cada capa hasta que esté ligeramente por encima del valor objetivo. Luego, envolver todo el núcleo firmemente con cinta.

El uso de espaciadores generalmente genera una inductancia de dispersión ligeramente más alta comparado con la molienda.

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Después de completar el proceso, medir nuevamente. La inductancia primaria de mi transformador es 158.8μH.

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Medir la inductancia de dispersión primaria cortocircuitando los otros bobinados y midiendo la inductancia del bobinado primario. Mi medición resultó en 2.7μH, lo cual es un poco alto.

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