Cálculo de parámetros y selección de componentes para fuentes flyback, tutorial de cálculo y bobinado de transformadores flyback

Discusión Técnica Electrónica de Potencia
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Este artículo utiliza un ejemplo de fuente conmutada flyback de 72 W con entrada de voltaje amplio y salida de 24 V/3 A para calcular los parámetros del circuito y seleccionar los componentes, incluyendo el cálculo y el método de bobinado del transformador flyback.

Las fórmulas en este artículo se basan en recursos disponibles en línea.

Si hay errores en el contenido, por favor, los expertos pueden señalarlos.

Parámetros de operación de la fuente flyback

Primero, debe definir los parámetros de la fuente flyback que desea diseñar.

Parámetro Valor
Voltaje de entrada nominal V_{acnom} 220 VAC
Voltaje de entrada mínimo V_{acmin} 85 VAC
Voltaje de entrada máximo V_{acmax} 265 VAC
Frecuencia de la red f_L 50 Hz
Voltaje de salida V_{out} 24 V
Corriente de salida I_{out} 3 A
Frecuencia de operación f_s 150 kHz
Eficiencia de diseño η 85 %

La frecuencia de operación de una fuente flyback generalmente se define por el diseñador según las necesidades específicas de la aplicación, no es un valor fijo. Aumentar la frecuencia reduce significativamente el tamaño y peso del transformador, el inductor de filtro de salida y los capacitores, disminuyendo así el tamaño total de la fuente, ya que las operaciones de alta frecuencia permiten usar componentes magnéticos y capacitores más pequeños. Sin embargo, un aumento en la frecuencia también incrementa las pérdidas por conmutación, lo que puede reducir la eficiencia, aumentar el calentamiento y requerir un diseño de disipación térmica más complejo. Por lo tanto, al elegir la frecuencia, debe equilibrarse entre tamaño, eficiencia, costo y disipación térmica.

El rango típico de frecuencias está entre 20 kHz y 500 kHz, siendo el intervalo más común de 50 kHz a 200 kHz, que equilibra la reducción de tamaño y el control de pérdidas. Para diseños con frecuencias superiores a 300 kHz, las pérdidas cruzadas de los transistores de silicio tradicionales (como MOSFET) aumentan significativamente; en tales casos, se recomienda usar transistores de semiconductores de banda prohibida ancha, como nitruro de galio (GaN) o carburo de silicio (SiC), para reducir las pérdidas y mantener alta eficiencia.

Cálculo del circuito de rectificación y filtrado monofásico

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Cálculo de la tensión de soporte del puente rectificador:

La tensión de bus DC después de la rectificación y filtrado suele aproximarse al valor pico del voltaje de entrada CA. El voltaje pico es \sqrt{2} veces el valor eficaz. Por lo tanto, la tensión inversa de los diodos del puente rectificador debe ser mayor que \sqrt{2} veces el voltaje CA máximo de entrada.

V_{busmax} = \sqrt{2} \cdot V_{acmax} = 374.77 \, \mathrm{V}

Además, para manejar sobretensiones de red y fluctuaciones de voltaje, se debe introducir un coeficiente de margen K_{bri} (generalmente 1.5). Entonces:

V_{busmax} \cdot K_{bri} = 562.15 \, \mathrm{V}

Por lo tanto, la tensión inversa nominal de los diodos del puente rectificador debe ser al menos mayor a 562 V.

Potencia de entrada:

P_{in} = \frac{P_{out}}{η} = 84.7 \, \mathrm{W}

Cálculo de la corriente nominal de los diodos rectificadores:

La corriente máxima de entrada por diodo del puente rectificador (debido a que el puente rectificador conduce en pares alternados, se divide entre 2):

I_{acmax} = \frac{P_{in}}{2 \cdot V_{acmin}} = 0.498 \, \mathrm{A}

Igualmente, para manejar sobretensiones de red y fluctuaciones de voltaje, se aplica un coeficiente de margen K_{bri} (generalmente 1.5):

I_{acmax} \cdot K_{bri} = 0.747 \, \mathrm{A}

Por lo tanto, la corriente nominal de cada diodo del puente rectificador debe ser al menos mayor a 0.747 A.

Basado en los cálculos anteriores, se selecciona el puente rectificador modelo MSB40M, con tensión nominal de 1000 V y corriente nominal de 4 A, cumpliendo con los requisitos de selección anteriores.

Cálculo del capacitor de entrada:

Existe una fórmula empírica para seleccionar el capacitor de entrada en fuentes flyback:

  • Para entrada de 220 VAC: 1–2 μF/W
  • Para entrada de voltaje completo (85–265 VAC): 2–3 μF/W

Usando la fórmula empírica:

C_{in} = 2 \cdot P_{out} = 144 \, \mathrm{μF}

Por lo tanto, se puede seleccionar un capacitor electrolítico de 150 μF.

Selección de la tensión nominal del capacitor de entrada:

Generalmente, debe ser mayor que el voltaje pico de entrada. Aquí, V_{busmax} es 374.77 V, por lo que se puede seleccionar un capacitor de 400 V o incluso de 450 V.

Cálculo del transformador flyback

Se deja un margen y se toma el voltaje mínimo de entrada V_{busms} como 110 V.

Se define el voltaje reflejado (V_{OR}) —la tensión inducida en el devanado primario en el instante en que el transistor se apaga debido a la liberación de energía magnética— como 100 V. Este valor de 100 V es un valor típico de ingeniería para fuentes flyback con amplio rango de entrada (como 110 V/220 V CA).

Se define la caída de tensión entre drenador y fuente del MOSFET primario como V_{ds} = 4 V.

Cálculo del ciclo de trabajo máximo:

(También se puede omitir este cálculo y usar directamente un valor empírico de 0.45; el ciclo de trabajo de una fuente flyback generalmente no supera 0.5).

V_{busmin} = \sqrt{2} \cdot V_{acmin} = 120.21 \, \mathrm{V}
D_{max} = \frac{V_{OR}}{V_{OR} + V_{busms} - V_{ds}} = 0.485

Cálculo de la corriente pico primaria:

  • Corriente promedio de entrada:
I_{avg} = \frac{P_{in}}{V_{busms}} = 0.77 \, \mathrm{A}
  • Se define el coeficiente de ondulación K_{RP} entre la corriente de ondulación I_R y la corriente pico I_P como 0.8 (modo CCM). La corriente pico primaria I_P se calcula como:
I_P = \frac{I_{avg}}{(1 - 0.5 \cdot K_{RP}) \cdot D_{max}} = 2.644 \, \mathrm{A}

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Cálculo de la inductancia de magnetización del transformador:

  • Fórmula para calcular la inductancia de magnetización primaria L_P:
L_P = \frac{P_{out}}{{I_P}^{2} \cdot K_{RP} \cdot (1 - 0.5 \cdot K_{RP}) \cdot f_s} \cdot \frac{0.5 \cdot (1 - \eta) + \eta}{\eta} = 155.686 \, \mathrm{μH}

Cálculo del valor AP y selección del núcleo del transformador:

El producto de área del núcleo AP = AW × Ae (producto del área de ventana AW y el área efectiva del núcleo Ae)

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  • Se toma el coeficiente de llenado de ventana K_o = 0.4, el coeficiente de densidad de corriente K_j = 3.95, y la densidad de flujo magnético B_w = 0.2 T. El valor mínimo de AP requerido se calcula como:
A_{P} = \left( \frac{L_{P} \cdot {I_{P}}^{2} \cdot 10^{2}}{B_{w} \cdot K_{o} \cdot K_{j}} \right)^{1.14} = 0.297 \, \mathrm{cm}^{4}
  • El valor AP del núcleo seleccionado debe ser al menos el doble del valor calculado. Aquí se selecciona el núcleo PQ2620, cuyo valor AP según el catálogo es 0.7188 \mathrm{cm}^{4}.

¿Por qué se elige B_w = 0.2 T?

1. Evitar la saturación del núcleo

  • Saturación del núcleo: Cuando la densidad de flujo excede la densidad de saturación (B_{\text{sat}}), el núcleo pierde su capacidad de conducción magnética, la inductancia cae drásticamente y el transformador falla.
  • Características de núcleos de ferrita: Los núcleos comunes en fuentes conmutadas (como PC40, PC44, PC95) tienen B_{\text{sat}} de aproximadamente 0.3–0.4 T a 100 °C.
  • Margen de seguridad: Se elige B_w = 0.2 \, \text{T} (aproximadamente 50–70 % de B_{\text{sat}}) para reservar margen para:
    • Reducción de B_{\text{sat}} con aumento de temperatura (la ferrita disminuye su B_{\text{sat}} con la temperatura).
    • Desplazamiento de flujo por corriente de desplazamiento DC.
    • Fluctuaciones de voltaje de entrada o transitorios de carga que aumentan la corriente pico.

2. Controlar las pérdidas del núcleo

  • Pérdidas a alta frecuencia: Las fuentes conmutadas operan a alta frecuencia (generalmente >20 kHz), y las pérdidas del núcleo (histeresis + corrientes de Foucault) crecen exponencialmente con la densidad de flujo.
  • Optimización de pérdidas: La experiencia indica que en el rango de 0.1–0.25 T, las pérdidas del núcleo y las pérdidas por cobre se equilibran bien, logrando alta eficiencia general. 0.2 T es un valor común de compromiso en este rango.

Cálculo de las vueltas de los devanados primario y secundario:

V_F es la caída de tensión del diodo rectificador de salida, generalmente se toma como 0.7 V.

  • Según la ley de conservación del flujo magnético entre primario y secundario, la relación de vueltas N_{PS} se calcula como:
N_{PS} = \frac{D_{max}}{(1 - D_{max})} \cdot \frac{(V_{busms} - V_{ds})}{(V_{out} + V_F)} = 4.049
  • Para evitar saturación, se selecciona B_{max} = 0.15 T durante la operación. El área efectiva A_e del núcleo PQ2620 es 119 μm² (119 \times 10^{-3} \, \text{m}^2). El número de vueltas primarias N_P es:
N_P = \frac{V_{busms} \cdot D_{max}}{A_e \cdot B_{max} \cdot f_s} = 20

(La cadena de flujo magnético \Psi = N \times B \times S)

  • Calculando las vueltas secundarias N_S según la relación de transformación:
N_S = \frac{N_P}{N_{PS}} = 5
  • Se agrega un devanado auxiliar para alimentar el circuito de control. Se define su voltaje de salida V_{out1} como 15 V. Según la relación de voltajes y vueltas, se calcula el número de vueltas del devanado auxiliar N_{s1}:
N_{s1} = N_s \cdot \frac{V_{out1}}{V_{out}} = 3

Cálculo del diámetro y número de hilos de los devanados primario y secundario:

  • Corriente eficaz del devanado primario I_{prms}:
I_{prms} = I_P \cdot \sqrt{D_{max} \cdot \left( \frac{{K_{RP}}^2}{3} - K_{RP} + 1 \right)} = 1.184 \, \text{A}
  • Corriente eficaz del devanado secundario I_{srms}:
I_{SP} = I_P \cdot \frac{N_P}{N_S} = 10.575 \, \text{A}
I_{srms} = I_{SP} \cdot \sqrt{(1 - D_{max}) \cdot \left( \frac{{K_{RP}}^2}{3} - K_{RP} + 1 \right)} = 4.877 \, \text{A}

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  • Debido a la corriente de alta frecuencia en los devanados, existe el efecto piel: la corriente no fluye uniformemente por todo el conductor, sino que se concentra en la superficie (“piel”), reduciendo el área efectiva de conducción. Para mitigar este efecto, se recomienda usar múltiples hilos finos (alambre de Litz) en lugar de un solo hilo grueso. El espesor de penetración D_m (diámetro máximo) se calcula como:
D_{m} = \frac{2 \cdot 68.85 \cdot 10^{-3}}{\sqrt{f_{s}}} = 0.356 \, \text{mm}
  • La densidad de corriente típica está entre 4 \sim 6 \, \text{A/mm}^2. Para el devanado primario:
D_p = 0.3 \, \text{mm} \quad\quad P_p = 3
  • La densidad de corriente j_p del devanado primario se calcula:
j_p = \frac{I_{prms}}{\left( \frac{D_p}{2} \right)^2 \pi P_p} = 5.585 \times 10^6 \, \text{A/m}^2 = 5.585 \, \text{A/mm}^2
  • Para el devanado secundario:
D_s = 0.35 \, \text{mm} \quad\quad P_s = 10
  • La densidad de corriente j_s del devanado secundario:
j_s = \frac{I_{srms}}{\left( \frac{D_s}{2} \right)^2 \pi P_s} = 5.069 \times 10^6 \, \text{A/m}^2 = 5.069 \, \text{A/mm}^2

Cálculo del coeficiente de referencia:

  • Cálculo del coeficiente de ocupación de la ventana por todos los devanados:
A_w = 60.4 \times 10^{-3} \, \text{m}^2
K_w = \frac{\left( \frac{D_p}{2} \right)^2 \pi P_p N_p + \left( \frac{D_s}{2} \right)^2 \pi P_s N_S}{A_w} = 0.15

El coeficiente de ventana K_w se recomienda entre 0.1 y 0.3.

Especificación de fabricación del transformador

Una vez calculados los parámetros del transformador, se puede elaborar una especificación técnica para su fabricación por parte de un proveedor o para bobinado manual.

Estructura de los devanados:| Capa de devanado | Terminal de salida | Especificación del alambre | Vueltas | Método de devanado |
| :—: | :—: | :—: | :—: | :—: |
| Primera capa | 1-2 | Φ0.3 mm (#28 AWG) × 3 hilos en paralelo | 10 | Devanado cerrado |
| Segunda capa | 5-6 | Φ0.3 mm (#28 AWG) | 3 | Devanado cerrado |
| Tercera capa | 10-12 | Φ0.35 mm (#26 AWG) × 10 hilos en paralelo | 5 | Devanado cerrado |
| Cuarta capa | 2-3 | Φ0.3 mm (#28 AWG) × 3 hilos en paralelo | 10 | Devanado cerrado |

Notas detalladas sobre la fabricación del devanado:

  1. Siga estrictamente las instrucciones del dibujo para el devanado de los terminales homónimos: los terminales 1/5/10 son homónimos; preste atención a la polaridad durante el devanado.
  2. El terminal 2 es el punto de conexión del método de devanado en “sándwich”.
  3. Coloque cinta aislante entre cada capa; agregue una barrera de al menos 2 mm de altura en los bordes de las capas 2 y 3.
  4. Use tubos de aislamiento en los terminales de entrada y salida.
  5. Marque el terminal 1 con un punto blanco para identificación; asegure una inductancia de 156 µH (medida entre los terminales 1-3, a 150 kHz).
  6. Devane cada capa uniformemente; si no se completa una capa completa, realice un devanado uniforme y disperso.
  7. Retire el terminal 8.

Terminales de salida del bobinado, explicación de los terminales homónimos en el dibujo y esquema estructural del devanado, como se muestra a continuación:

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Información del transformador:

Inductancia Terminales 1-3: Pulir el núcleo central para garantizar 156 µH (@150 kHz)
Núcleo magnético PQ2620 (ferrita PC95/PC44)
Bobina Bobina PQ2620_6PIN + 6PIN vertical
Placa base Ninguna
Prueba de aislamiento Terminal 1-10: 1500 VAC (frecuencia: 60 Hz, duración: 60 s)
Clase térmica CLASE F
Método de fijación Fijación con cinta; por ahora no aplicar adhesivo ni impregnación
Método de salida Todos los terminales de entrada y salida deben llevar tubos de teflón o aislamiento de nailon

Cálculo y selección del transistor MOS

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  • Durante el tiempo de apagado del MOS primario, el voltaje de plataforma soportado entre el drenaje y la fuente del MOS es la suma del voltaje de entrada y el voltaje reflejado desde el devanado secundario al primario. Cuando el voltaje de entrada es máximo, el voltaje de plataforma alcanza su valor máximo:
V_{mos} = (V_F + V_{out}) \frac{N_P}{N_S} + V_{busmax} = 473.567\,\text{V}

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  • Cuando el MOS se apaga, debido a la inductancia de fuga primaria inherente al transformador, la energía almacenada en dicha inductancia no se transfiere al secundario. Dado que el MOS tiene una capacitancia de unión, esta energía genera una oscilación LC con la capacitancia de unión del MOS, produciendo un pico de voltaje.
  • En el diseño, debe evitarse que este pico de voltaje dañe el dispositivo MOS. Normalmente, se utiliza un circuito de limitación RCD para absorber esta energía. Sin embargo, al seleccionar el MOS, se debe elegir uno con un margen de voltaje adicional; en este diseño, se deja un margen de 1.5 veces: K_{vmos}=1.3.
  • Por lo tanto, el voltaje de ruptura del MOS seleccionado debe cumplir con: V_{mos} \cdot K_{vmos} = 615.637\,\text{V}
  • El valor eficaz de la corriente del MOS es igual al valor eficaz de la corriente primaria, ya calculado como I_{prms}=1.184\,\text{A}. Se debe elegir un MOS con una corriente nominal mayor para dejar margen.

Basado en el voltaje mínimo requerido del MOS y el valor eficaz de la corriente primaria I_{prms}, el MOS seleccionado para este diseño es el NJH65R600S, con una tensión nominal de 700 V y una corriente nominal de 8 A, cumpliendo con los requisitos de cálculo anteriores.

Tenga en cuenta la siguiente tabla: la corriente nominal a 100 °C también debe ser mayor que el valor eficaz de la corriente primaria calculada.

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Además del voltaje y la corriente nominales, los parámetros clave para la selección del MOS son la resistencia de conducción R_{DS(ON)} y la capacitancia de entrada C_{iss}, ambos deben ser lo más bajos posible. Una menor R_{DS(ON)} reduce las pérdidas de conducción del MOS, mientras que una menor C_{iss} reduce directamente las pérdidas de conmutación y las pérdidas de conducción del circuito de control, ya que una capacitancia de entrada más baja permite una respuesta más rápida, menor pérdida de conmutación y menor corriente de carga/descarga necesaria para el circuito de control.

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Cálculo y selección del diodo y capacitor de salida

Cálculo y selección del diodo de salida:

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  • Durante el tiempo de conducción del MOS, el diodo rectificador secundario soporta un voltaje inverso y se encuentra en estado de corte. El voltaje de plataforma en el diodo es la suma del voltaje de salida y el voltaje reflejado desde el devanado primario al secundario. Cuando el voltaje de entrada es máximo, este voltaje alcanza su valor máximo:
V_{dio} = V_{out} + V_{busmax} \cdot \frac{N_S}{N_P} = 117.692\,\text{V}

  • Cuando el diodo está en corte, debido a la inductancia de fuga del devanado secundario, su energía genera una oscilación LC con la capacitancia de unión del diodo, produciendo un pico de voltaje durante el apagado. Al seleccionar el diodo, debe elegirse uno con un margen de voltaje adicional; en este diseño, se deja un margen de 1.5 veces: K_{vdio} = 1.5.

  • Por lo tanto, el voltaje de ruptura del diodo seleccionado debe cumplir con:

V_{dio} \cdot K_{vdio} = 176.5372\,\text{V}

  • Basado en el voltaje mínimo calculado y el valor eficaz de la corriente secundaria I_{prms}, el diodo seleccionado para este diseño es el SBDD10200CT, con una tensión nominal de 200 V y una corriente nominal de 10 A, cumpliendo con los requisitos de cálculo anteriores.

  • Además, debe seleccionarse un diodo Schottky, ya que estos diodos tienen una caída de voltaje directa (Vf) baja, lo que reduce significativamente las pérdidas de conducción y mejora la eficiencia de la fuente; además, su tiempo de recuperación inversa es extremadamente corto (generalmente <10 ns), lo que reduce las pérdidas de energía y las oscilaciones de voltaje durante la conmutación, siendo especialmente adecuados para fuentes conmutadas de alta frecuencia tipo flyback.

  • También se puede reemplazar el diodo Schottky por un diodo de rectificación sincronizada (que integra un controlador de rectificación sincronizada + MOSFET), ya que esta tecnología utiliza un MOSFET en lugar de un diodo, controlado por un circuito para conmutar con precisión. Su ventaja radica en una resistencia de conducción (R_{ds(on)}) extremadamente baja, lo que reduce aún más la caída de voltaje y las pérdidas, mejorando la eficiencia (especialmente en salidas de alta corriente).

Cálculo y selección del capacitor de salida:

  • Durante la conducción del MOS, el diodo secundario se bloquea y el capacitor alimenta la carga, provocando una caída gradual del voltaje y generando el rizado de voltaje de salida.
  • La corriente del capacitor es igual a la corriente de carga. La pendiente de caída del voltaje del capacitor es igual a la corriente del capacitor dividida por su capacitancia.
  • El rizado de voltaje es igual a la pendiente de caída multiplicada por el tiempo de conducción del MOS primario (es decir, el tiempo de bloqueo del diodo secundario).
\Delta V_{out} = \frac{V_{out}}{R_{out} \cdot C_{out}} \cdot \frac{D_{max}}{f_s}
  • Para fuentes de alimentación conmutadas de consumo electrónico, la tasa de rizado (porcentaje del voltaje de rizado pico-pico respecto al voltaje de salida) generalmente debe estar entre el 1% y el 2%. Para una salida de 24 V, esto implica un rizado entre 0.24 V y 0.48 V. Se puede elegir un valor más bajo, pero requerirá una capacitancia mayor. Aquí se establece \Delta V_{out} = 0.1\,\text{V}, por lo que se puede calcular la capacitancia de salida como:
R_{out} = \frac{V_{out}}{I_{out}} = 8\,\text{Ω}
C_{out} = \frac{V_{out}}{R_{out} \cdot \Delta V_{out}} \cdot \frac{D_{max}}{f_s} = 97.087\,\text{μF}
  • Este cálculo asume un capacitor ideal (sin resistencia interna). En la práctica, los capacitores tienen una resistencia serie equivalente (ESR) que aumenta el rizado. Diferentes modelos de capacitores tienen distintos valores de ESR; generalmente, se recomienda elegir una capacitancia mayor que el valor teórico, basándose en pruebas experimentales.
  • Para reducir la ESR, se utilizan varios capacitores en paralelo. En este diseño, se utilizan dos capacitores 220 µF/35 V en paralelo (se pueden usar capacitores sólidos, que tienen menor ESR que los electrolíticos), y se deben agregar varios capacitores MLCC adicionales (por ejemplo, 1 µF, 100 nF) para filtrar interferencias de alta frecuencia.

Análisis y cálculo del circuito de absorción RCD

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  • El circuito puede experimentar dos oscilaciones: la primera está causada principalmente por la inductancia de fuga primaria L_{kp} y la capacitancia C_{oss} del MOS; la segunda ocurre después de que la energía se agota, cuando la inductancia de magnetización (inductancia primaria) y la capacitancia C_{oss} oscilan juntas.

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  • Tras la adición del circuito de absorción RCD, cuando el voltaje entre los terminales del MOS supera la suma del voltaje del capacitor de limitación y el voltaje de entrada, el diodo de limitación se enciende y el circuito comienza a funcionar.

  • Suponga que la inductancia de fuga primaria L_k se mantiene dentro del 1% de la inductancia de magnetización (inductancia primaria): L_k=1\% \cdot L_p=1.557\,\mu\text{H} (es recomendable medir la inductancia de fuga primaria del transformador una vez fabricado y volver a calcular con los valores reales. El método de medición: cortocircuite todos los devanados excepto el primario, y mida la inductancia primaria con un puente LCR; el valor medido será la inductancia de fuga primaria).

  • Se conoce que el voltaje máximo del transistor V_{dsmax} es de 700 V.

  • Con un margen de seguridad, se desea que el voltaje en el capacitor de limitación V_{clamp} sea:

V_{clamp} = 0.8 \cdot V_{dsmax} - V_{busmax} = 185.233\,\text{V}
  • Calcule la resistencia de limitación R_c y el capacitor de limitación C_c usando la fórmula estándar de cálculo RCD:
R_c = \frac{2 \cdot \left[V_{clamp} - \frac{N_P}{N_S} \cdot (V_F + V_{out})\right] \cdot V_{clamp}}{L_k \cdot I_p^2 \cdot f_s} = 19.616\,\text{kΩ}
C_c = \frac{2 \cdot V_{clamp}}{R_c \cdot V_{clamp} \cdot f_s} = 0.68\,\text{nF}
  • Calcule también la potencia disipada en el circuito de limitación:
P_{clamp} = \frac{1}{2} \cdot f_s \cdot L_k \cdot I_p^2 \left(1 + \frac{V_{OR}}{V_{clamp} - V_{OR}}\right) = 1.774\,\text{W}
  • Seleccione una resistencia de limitación de 20 kΩ y un capacitor de limitación de 1 nF, junto con un resistor de potencia de 2 W. Dado que el voltaje en el capacitor de limitación puede ser alto durante el arranque, elija un capacitor de película o MLCC de 1206 con una tensión nominal de 1 kV. De forma similar, seleccione un diodo de limitación con una tensión nominal de 1 kV: FR107.

Descarga de recursos

Si no desea realizar cálculos manuales, puede utilizar un libro de cálculo de Mathcad o el software SMPSKit. Los enlaces de descarga son los siguientes:

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Bobinado del transformador

Esta es mi primera vez bobinando un transformador; el resultado no es perfecto, solo sirve como referencia.

¡Todos los devanados deben comenzar desde el terminal homónimo y enrollarse en la misma dirección!

En las imágenes siguientes se muestran devanados con alambre esmaltado (izquierda) y alambre Litz (derecha).

El diámetro del núcleo PQ2620 es de 14.5 mm. Según la fórmula de la circunferencia L = \pi d, la longitud por vuelta es de 45.53 mm. Multiplique por el número de vueltas para obtener la longitud requerida para cada devanado, y añada unos 10-15 cm adicionales como margen; corte el alambre según este cálculo.

Primera capa: Primero, devane la primera capa del devanado primario. Junte tres hilos de alambre esmaltado de 0.3 mm de diámetro y enrollélos en el terminal 1 del bobinado, realizando 10 vueltas. (Para el alambre Litz usé 0.1 mm × 30 hilos).

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Después de enrollar la primera capa, lleva el hilo hacia arriba y envuelve una capa de cinta adhesiva (usa cinta Mara o cinta de poliimida). Luego, baja el hilo verticalmente hasta el pin 2 y envuelve dos capas de cinta adhesiva.

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Segunda capa: Primero, crea una pared de contención en ambos lados con paredes de protección. Luego, enrolla un solo hilo esmaltado de 0,3 mm alrededor del pin 5, siguiendo la dirección de la primera capa, dando 3 vueltas hasta el pin 6, y finalmente envuelve dos capas de cinta adhesiva. (Para el alambre Litz, usé 0,1x10).

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Tercera capa: Primero, crea una pared de contención en ambos lados con paredes de protección. Luego, enrolla juntos 10 hilos esmaltados de 0,35 mm de diámetro alrededor del pin 10 del núcleo del transformador, siguiendo la dirección de la primera capa, dando 5 vueltas hasta el pin 12, y finalmente envuelve dos capas de cinta adhesiva. (Para el alambre Litz, usé 0,1x60).

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Cuarta capa: Continúa enrollando el devanado primario, comenzando desde el pin 2 y siguiendo la dirección de la primera capa, dando 10 vueltas hasta el pin 3. Al finalizar, es preferible bajar verticalmente y luego envolver dos capas de cinta adhesiva.

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Luego, solda todos los hilos esmaltados a sus respectivos pines. Algunos hilos esmaltados pueden requerir que rasques la capa de esmalte con una hoja de cuchilla para poder soldarlos; el alambre Litz se puede soldar directamente con el hierro de soldar a alta temperatura durante un tiempo.

En una fuente conmutada flyback, el transformador debe almacenar la energía transmitida durante cada ciclo. Para evitar la saturación magnética, generalmente se requiere establecer un entrehierro en el núcleo magnético para modificar la curva de histéresis, aumentar la intensidad del campo magnético de saturación y, por lo tanto, incrementar la energía transmitida por ciclo. El entrehierro se puede realizar mediante dos métodos: lijar el entrehierro o insertar espaciadores. El método de espaciadores es más sencillo.

Finalmente, une los dos medios núcleos, presiónalos firmemente y mide la inductancia del devanado primario. Si la inductancia es mucho mayor que el valor objetivo (aquí requiero 156 μH), usa una lima u otra herramienta de pulido para desgastar el cilindro central del núcleo (entrehierro lijado). Lija poco a poco y mide después de cada paso hasta que la inductancia sea ligeramente superior al valor objetivo. Luego, envuelve todo el núcleo con cinta adhesiva.

También puedes usar el método de espaciadores: coloca varias capas de cinta adhesiva u otros materiales delgados como papel entre ambos lados del núcleo. Después de cada capa, mide la inductancia hasta que esta sea ligeramente superior al valor objetivo, y luego envuelve todo el núcleo con cinta adhesiva.

El método de espaciadores produce una inductancia de fuga ligeramente mayor que el lijado.

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Después de completarlo, vuelve a medir: la inductancia de mi transformador es de 158,8 μH.

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Para medir la inductancia de fuga del devanado primario, cortocircuita los demás devanados y mide la inductancia del devanado primario; esta será la inductancia de fuga. En mi caso, la medición fue de 2,7 μH, ligeramente alta.

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Recomendaciones de proyectos de código abierto

Lecturas recomendadas

Versión en inglés del artículo: https://blog.zeruns.top/archives/73.html

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