Расчет параметров обратноходового источника питания и выбор компонентов, руководство по расчету и намотке обратноходового трансформатора

zeruns · 29.Октябрь.2025 17:49:11

В данной статье на примере обратноходового источника питания мощностью 72 Вт с широким диапазоном входного напряжения и выходом 24 В/3 А рассчитываются параметры схемы и выбираются компоненты, включая расчет и метод намотки обратноходового трансформатора.

Формулы в статье взяты из интернет-источников.

Если в статье есть ошибки, пожалуйста, укажите на них.

[Открытый исходный код аппаратного обеспечения] Обратноходовой импульсный источник питания 24 В/3 А (на базе UC3842): https://blog.zeruns.com/archives/910.html
Руководство по анализу, сравнению и выбору магнитных элементов / материалов сердечника / конструкции сердечника: https://blog.zeruns.com/archives/897.html
QQ-группа для обмена опытом в области электроники и микроконтроллеров: 2169025065

Рабочие параметры обратноходового источника питания

Сначала необходимо определить параметры проектируемого обратноходового источника питания.

Параметр	Значение
Номинальное входное напряжение V_{acnom}	220 В переменного тока
Минимальное входное напряжение V_{acmin}	85 В переменного тока
Максимальное входное напряжение V_{acmax}	265 В переменного тока
Частота сети f_L	50 Гц
Выходное напряжение V_{out}	24 В
Выходной ток I_{out}	3 А
Рабочая частота f_s	150 кГц
Проектируемый КПД η	85 %

Рабочая частота обратноходового источника питания обычно задается проектировщиком в зависимости от конкретных требований приложения и не является фиксированной величиной. Повышение рабочей частоты значительно уменьшает размеры и массу трансформатора, выходного фильтрующего дросселя и конденсатора, что позволяет сократить габариты всего источника питания, поскольку высокочастотная работа позволяет использовать более компактные магнитные компоненты и конденсаторы. Однако повышение частоты также приводит к увеличению коммутационных потерь, что может снизить эффективность источника, усилить нагрев и потребовать более сложной системы охлаждения. Поэтому при выборе частоты необходимо сбалансировать габариты, эффективность, стоимость и тепловые характеристики.

Типичный диапазон рабочих частот составляет от 20 кГц до 500 кГц, при этом наиболее распространенным является интервал 50–200 кГц, обеспечивающий оптимальное соотношение между уменьшением размеров и контролем потерь. Для проектирований с частотой выше 300 кГц традиционные кремниевые ключевые транзисторы (например, MOSFET) демонстрируют значительное увеличение перекрестных потерь, поэтому обычно применяются широкозонные полупроводниковые ключи, такие как нитрид галлия (GaN) или карбид кремния (SiC), для снижения потерь и поддержания высокой эффективности.

Расчет однофазного выпрямителя и фильтра

Расчет напряжения пробоя диодов мостового выпрямителя:

Постоянное напряжение на шине после выпрямления и фильтрации обычно близко к пиковому значению входного переменного напряжения, которое составляет \sqrt{2} от его действующего значения. Следовательно, обратное напряжение диодов мостового выпрямителя должно превышать \sqrt{2} от максимального действующего входного напряжения.

V_{busmax} = \sqrt{2} \cdot V_{acmax} = 374.77 \, \mathrm{V}

Для учета импульсных перенапряжений и колебаний сети обычно добавляется коэффициент запаса K_{bri} (обычно 1,5). Тогда:

V_{busmax} \cdot K_{bri} = 562.15 \, \mathrm{V}

Таким образом, номинальное обратное напряжение диодов мостового выпрямителя должно быть не менее 562 В.

Входная мощность:

P_{in} = \frac{P_{out}}{η} = 84.7 \, \mathrm{W}

Расчет номинального тока выпрямительных диодов:

Максимальный ток через один диод мостового выпрямителя (поскольку диоды работают попарно, чередуясь, необходимо разделить на 2):

I_{acmax} = \frac{P_{in}}{2 \cdot V_{acmin}} = 0.498 \, \mathrm{A}

Аналогично, для учета импульсных перенапряжений и колебаний сети добавляется коэффициент запаса K_{bri} (обычно 1,5):

I_{acmax} \cdot K_{bri} = 0.747 \, \mathrm{A}

Следовательно, номинальный ток каждого диода мостового выпрямителя должен быть не менее 0,747 А.

На основании вышеуказанных расчетов для данного проекта выбран выпрямительный мост MSB40M, с номинальным напряжением 1000 В и номинальным током 4 А, что удовлетворяет требованиям расчета.

Расчет входного фильтрующего конденсатора:

Для выбора входного конденсатора обратноходового источника питания существует эмпирическое правило:

При входном напряжении 220 В переменного тока: 1–2 мкФ/Вт;
При полном диапазоне входного напряжения 85–265 В переменного тока: 2–3 мкФ/Вт.

Согласно эмпирическому правилу:

C_{in} = 2 \cdot P_{out} = 144 \, \mathrm{μF}

Следовательно, можно выбрать электролитический конденсатор емкостью 150 мкФ.

Выбор номинального напряжения входного фильтрующего конденсатора:

Оно должно быть выше пикового значения входного переменного напряжения. Например, здесь V_{busmax} = 374.77 \, \mathrm{V} , поэтому подойдет конденсатор на 400 В или 450 В.

Расчет обратноходового трансформатора

Принимаем с запасом минимальное входное напряжение V_{busms} равным 110 В.

Определим отраженное напряжение V_{OR} (напряжение, индуцируемое на первичной обмотке в момент отключения ключа из-за высвобождения магнитной энергии) как 100 В. Значение 100 В является типичным инженерным выбором для обратноходовых источников питания с широким диапазоном входного напряжения (например, 110 В/220 В переменного тока).

Определим падение напряжения на сток-исток ключевого MOSFET при включении как V_{ds} = 4 \, \mathrm{V} .

Расчет максимального коэффициента заполнения:
(Фактически его можно не рассчитывать, а принять эмпирическое значение 0,45 — коэффициент заполнения обратноходового источника питания обычно не превышает 0,5)

V_{busmin} = \sqrt{2} \cdot V_{acmin} = 120.21 \, \mathrm{V}

D_{max} = \frac{V_{OR}}{V_{OR} + V_{busms} - V_{ds}} = 0.485

Расчет пикового первичного тока:

Средний входной ток:

I_{avg} = \frac{P_{in}}{V_{busms}} = 0.77 \, \mathrm{A}

Зададим коэффициент пульсации K_{RP} (отношение пульсации тока I_R к пиковому току I_P ) равным 0,8 (режим непрерывного тока — CCM). Тогда пиковый ток первичной обмотки I_P :

I_P = \frac{I_{avg}}{(1 - 0.5 \cdot K_{RP}) \cdot D_{max}} = 2.644 \, \mathrm{A}

Расчет намагничивающей индуктивности трансформатора:

Формула расчета намагничивающей индуктивности первичной обмотки трансформатора L_P :

L_P = \frac{P_{out}}{{I_P}^{2} \cdot K_{RP} \cdot (1 - 0.5 \cdot K_{RP}) \cdot f_s} \cdot \frac{0.5 \cdot (1 - \eta) + \eta}{\eta} = 155.686 \, \mathrm{μH}

Расчет AP-значения и выбор магнитного сердечника:

AP-значение — произведение площади окна A_W и эффективной площади сечения сердечника A_e : AP = A_W \cdot A_e

Примем коэффициент заполнения окна трансформатора K_o = 0.4 , коэффициент плотности тока K_j = 3.95 , рабочую индукцию B_w = 0.2 \, \mathrm{T} . Рассчитаем минимальное требуемое AP-значение:

A_{P} = \left( \frac{L_{P} \cdot {I_{P}}^{2} \cdot 10^{2}}{B_{w} \cdot K_{o} \cdot K_{j}} \right)^{1.14} = 0.297 \, \mathrm{cm}^{4}

Выбранное AP-значение магнитного сердечника должно быть как минимум в 2 раза больше расчетного. Для данного проекта выбран сердечник PQ2620, для которого по каталогу AP = 0.7188 \mathrm{cm}^{4} .

Почему индукция B_w выбрана равной 0,2 Тл?

1. Предотвращение насыщения сердечника

Насыщение сердечника: когда магнитная индукция превышает насыщаемую индукцию материала ( B_{\text{sat}} ), сердечник теряет магнитопроводящие свойства, индуктивность резко падает, и трансформатор выходит из строя.
Характеристики ферритовых сердечников: типичные ферритовые сердечники для импульсных источников питания (например, PC40, PC44, PC95) имеют B_{\text{sat}} \approx 0.3–0.4 \, \mathrm{T} при 100 °C.
Запас прочности: выбор B_w = 0.2 \, \mathrm{T} (около 50–70% от B_{\text{sat}} ) обеспечивает запас на:
- снижение B_{\text{sat}} при повышении температуры (ферриты теряют насыщаемость при нагреве);
- смещение магнитного потока из-за постоянного тока;
- колебания входного напряжения или переходные процессы нагрузки, вызывающие увеличение пикового тока.

2. Контроль потерь в сердечнике

Потери на высокой частоте: импульсные источники работают на высокой частоте (обычно >20 кГц), и потери в сердечнике (гистерезисные + вихревые) растут экспоненциально с увеличением магнитной индукции.
Оптимизация потерь: опыт показывает, что в диапазоне B_w = 0.1–0.25 \, \mathrm{T} достигается оптимальное соотношение между потерями в сердечнике и медными потерями, обеспечивая высокую общую эффективность. Значение 0,2 Тл является распространенным компромиссом в этом диапазоне.

Расчет числа витков первичной и вторичной обмоток трансформатора:

V_F — падение напряжения на выпрямительном диоде выходного каскада, обычно принимается равным 0,7 В.

Согласно закону сохранения магнитного потока, рассчитаем коэффициент трансформации N_{PS} :

N_{PS} = \frac{D_{max}}{(1 - D_{max})} \cdot \frac{(V_{busms} - V_{ds})}{(V_{out} + V_F)} = 4.049

Для предотвращения насыщения трансформатора примем рабочую максимальную индукцию B_{max} = 0.15 \, \mathrm{T} . Для сердечника PQ2620 A_e = 119 \, \mu \mathrm{m}^2 ( 119 \times 10^{-6} \, \mathrm{m}^2 ). Рассчитаем число витков первичной обмотки N_P :

N_P = \frac{V_{busms} \cdot D_{max}}{A_e \cdot B_{max} \cdot f_s} = 20

Магнитный поток \Psi = N (\text{число витков}) \times B (\text{магнитная индукция}) \times S (\text{площадь})

По коэффициенту трансформации рассчитаем число витков вторичной обмотки N_S :

N_S = \frac{N_P}{N_{PS}} = 5

Для питания управляющей микросхемы добавляется дополнительная обмотка. Принимаем выходное напряжение дополнительной обмотки V_{out1} = 15 \, \mathrm{V} . Тогда число витков вспомогательной обмотки N_{s1} :

N_{s1} = N_s \cdot \frac{V_{out1}}{V_{out}} = 3

Расчет диаметра и числа жил первичной и вторичной обмоток:

Эффективное значение первичного тока I_{prms} :

I_{prms} = I_P \cdot \sqrt{D_{max} \cdot \left( \frac{{K_{RP}}^2}{3} - K_{RP} + 1 \right)} = 1.184 \, \mathrm{A}

Эффективное значение тока вторичной обмотки I_{srms} :

I_{SP} = I_P \cdot \frac{N_P}{N_S} = 10.575 \, \mathrm{A}

I_{srms} = I_{SP} \cdot \sqrt{(1 - D_{max}) \cdot \left( \frac{{K_{RP}}^2}{3} - K_{RP} + 1 \right)} = 4.877 \, \mathrm{A}

Поскольку в обмотках течет высокочастотный ток, возникает скин-эффект. Ток не распределяется равномерно по сечению провода, а концентрируется у поверхности, что снижает эффективное сечение проводника. Для уменьшения скин-эффекта вместо одного толстого провода рекомендуется использовать несколько тонких жил (например, лицендровый провод). Рассчитаем глубину скин-слоя D_m :

D_{m} = \frac{2 \cdot 68.85 \cdot 10^{-3}}{\sqrt{f_{s}}} = 0.356 \, \mathrm{mm}

Эмпирическая плотность тока обычно составляет 4–6 \, \mathrm{A/mm}^2 . Для первичной обмотки выбираем:

D_p = 0.3 \, \mathrm{mm}, \quad P_p = 3

Рассчитаем плотность тока в первичной обмотке j_p :

j_p = \frac{I_{prms}}{\left( \frac{D_p}{2} \right)^2 \pi P_p} = 5.585 \times 10^6 \, \mathrm{A/m}^2 = 5.585 \, \mathrm{A/mm}^2

Для вторичной обмотки выбираем:

D_s = 0.35 \, \mathrm{mm}, \quad P_s = 10

Рассчитаем плотность тока во вторичной обмотке j_s :

j_s = \frac{I_{srms}}{\left( \frac{D_s}{2} \right)^2 \pi P_s} = 5.069 \times 10^6 \, \mathrm{A/m}^2 = 5.069 \, \mathrm{A/mm}^2

Расчет коэффициента заполнения окна:

Общая площадь сечения всех обмоток:

A_w = 60.4 \times 10^{-3} \, \mathrm{m}^2

K_w = \frac{\left( \frac{D_p}{2} \right)^2 \pi P_p N_p + \left( \frac{D_s}{2} \right)^2 \pi P_s N_S}{A_w} = 0.15

Коэффициент заполнения окна K_w обычно находится в диапазоне 0.1–0.3 .

Технические требования на изготовление трансформатора

После расчета параметров трансформатора можно составить техническое задание для производителя или намотать его вручную.

Структура обмоток:| Обмоточный слой | Выходные клеммы | Спецификация провода | Количество витков | Способ намотки |
| :—: | :—: | :—: | :—: | :—: |
| Первый слой | 1-2 | Φ0,3 мм (#28AWG) × 3 провода параллельно | 10 | Плотная намотка |
| Второй слой | 5-6 | Φ0,3 мм (#28AWG) | 3 | Плотная намотка |
| Третий слой | 10-12 | Φ0,35 мм (#26AWG) × 10 проводов параллельно | 5 | Плотная намотка |
| Четвертый слой | 2-3 | Φ0,3 мм (#28AWG) × 3 провода параллельно | 10 | Плотная намотка |

Примечания к изготовлению обмоток:

Строго следуйте схеме для намотки одноименных выводов: выводы 1/5/10 являются одноименными — обращайте внимание на их полярность при намотке.
Вывод 2 служит точкой перехода при методе «сэндвич»-намотки.
Между слоями прокладывайте ленту; на краях второго и третьего слоев добавьте бортики высотой более 2 мм.
На выводы подключаемых проводов надевайте изолирующие трубки.
На вывод 1 нанесите белую метку для идентификации; обеспечьте индуктивность 156 мкГн (измерение между выводами 1–3 при частоте 150 кГц).
Каждый слой наматывайте равномерно; если не хватает полного слоя — равномерно разрежьте намотку.
Удалите вывод 8.

Клеммы каркаса, обозначения одноименных выводов на схеме и структура обмоток приведены ниже:

Информация о трансформаторе:

Индуктивность	Выводы 1–3: отшлифовать центральный стержень для получения 156 мкГн (измерение при 150 кГц)
Магнитопровод	PQ2620 (феррит PC95/PC44)
Каркас	PQ2620_6PIN+6PIN вертикальный каркас
Основание	Отсутствует
Испытание на прочность	Вывод 1–10: 1500 В переменного тока (частота: 60 Гц, время: 60 с)
Температурный класс	CLASS F
Метод крепления	Фиксация лентой; пока не наносить клей или пропитку
Способ вывода	Все входящие и исходящие провода снабжены тефлоновыми или нейлоновыми изолирующими трубками

Расчет и выбор MOS-транзистора

В период отключения MOS-транзистора напряжение на его сток-истоке равно сумме входного напряжения и напряжения, приведенного со вторичной обмотки к первичной. Максимальное напряжение достигается при максимальном входном напряжении:

V_{mos} = (V_F + V_{out}) \frac{N_P}{N_S} + V_{busmax} = 473{,}567\,\text{В}

При отключении MOS-транзистора из-за наличия паразитной рассеянной индуктивности первичной обмотки трансформатора энергия рассеянной индуктивности не передается на вторичную сторону. Поскольку MOS-транзистор обладает собственной выходной емкостью, энергия рассеянной индуктивности вызывает LC-колебания с емкостью MOS, создавая импульсное напряжение.
В проекте необходимо избегать чрезмерно высоких импульсных напряжений, которые могут повредить MOS-транзистор. Обычно применяется специальная RCD-钳位-цепь для поглощения импульсной энергии. Однако при выборе MOS-транзистора следует оставлять запас по напряжению. В данном проекте запас составляет 1,5-кратный коэффициент: K_{vmos} = 1{,}3.
Таким образом, требуемое напряжение пробоя MOS-транзистора должно удовлетворять условию:

V_{mos} \cdot K_{vmos} = 615{,}637\,\text{В}

Эффективное значение тока MOS-транзистора равно эффективному значению тока первичной обмотки, которое уже рассчитано как I_{prms} = 1{,}184\,\text{А}. Необходимо выбрать MOS-транзистор с номинальным током выше этого значения.

С учетом минимального напряжения пробоя MOS-транзистора и эффективного значения тока первичной обмотки I_{prms}, в данном проекте выбран MOS-транзистор NJH65R600S с номинальным напряжением 700 В и номинальным током 8 А, что удовлетворяет вышеуказанным требованиям.

Обратите внимание на таблицу ниже: номинальный ток при температуре 100 °C также должен превышать рассчитанное эффективное значение тока первичной обмотки.

Помимо номинального напряжения и тока, ключевыми параметрами при выборе MOS-транзистора являются сопротивление в открытом состоянии R_{DS(ON)} и входная емкость C_{iss} — оба значения должны быть как можно меньше. Чем меньше R_{DS(ON)}, тем ниже потери при включении MOS-транзистора. Кроме того, входная емкость C_{iss} напрямую влияет на переключательные потери и потери в цепи управления: чем меньше C_{iss}, тем быстрее реакция переключения, тем меньше переключательные потери и тем меньше ток заряда/разряда, необходимый для управления, что снижает потери в цепи управления.

Расчет и выбор выходного диода и конденсатора

Расчет и выбор выходного диода:

В период включения MOS-транзистора вторичный выпрямительный диод находится под обратным напряжением и закрыт. Напряжение на диоде равно сумме выходного напряжения и напряжения, приведенного с первичной обмотки на вторичную. Максимальное напряжение достигается при максимальном входном напряжении:

V_{dio} = V_{out} + V_{busmax} \cdot \frac{N_S}{N_P} = 117{,}692\,\text{В}

При закрытии диода из-за рассеянной индуктивности вторичной обмотки происходит LC-колебание с собственной емкостью диода, вызывающее импульсное напряжение. При выборе диода следует оставить запас по напряжению — в данном проекте запас составляет 1,5-кратный коэффициент: K_{vdio} = 1{,}5.
Таким образом, требуемое напряжение пробоя диода должно удовлетворять условию:

V_{dio} \cdot K_{vdio} = 176{,}5372\,\text{В}

С учетом минимального напряжения пробоя диода и эффективного значения тока вторичной обмотки I_{prms}, в данном проекте выбран диод SBDD10200CT, с номинальным напряжением 200 В и номинальным током 10 А, что удовлетворяет вышеуказанным требованиям.
Кроме того, должен использоваться шоттки-диод, поскольку он обладает низким прямым падением напряжения (V_f), что значительно снижает потери при проводимости и повышает КПД источника питания. Кроме того, его время восстановления в обратном направлении крайне мало (обычно <10 нс), что уменьшает потери энергии и колебания напряжения в процессе переключения, особенно подходящее для высокочастотных обратных преобразователей.
Также можно использовать синхронный выпрямитель (интегрированный контроллер синхронного выпрямления + MOS-транзистор) вместо шоттки-диода, поскольку технология синхронного выпрямления заменяет диод MOS-транзистором, управляемым контроллером. Преимущество заключается в очень низком сопротивлении в открытом состоянии (R_{ds(on)}), что дополнительно снижает падение напряжения и потери, повышая эффективность (особенно при больших токах на выходе).

Расчет и выбор выходного конденсатора:

При включении MOS-транзистора вторичный диод закрывается, и конденсатор питает нагрузку, при этом напряжение постепенно снижается, создавая пульсации выходного напряжения.
Ток конденсатора равен току нагрузки. Скорость падения напряжения на конденсаторе равна току конденсатора, деленному на емкость.
Пульсация напряжения равна скорости падения напряжения, умноженной на время включения MOS-транзистора, то есть время закрытия вторичного диода.

\Delta V_{out} = \frac{V_{out}}{R_{out} \cdot C_{out}} \cdot \frac{D_{max}}{f_s}

Для потребительской электроники допустимый коэффициент пульсации выходного напряжения (отношение пик-пик пульсации к выходному напряжению в процентах) обычно составляет 1–2%. Для выходного напряжения 24 В это означает, что пульсация должна находиться в диапазоне от 0,24 В до 0,48 В. Однако можно выбрать и меньшее значение пульсации, но тогда потребуется большая емкость. В данном проекте принято \Delta V_{out} = 0{,}1\,\text{В}. Следовательно, емкость выходного конденсатора рассчитывается как:

R_{out} = \frac{V_{out}}{I_{out}} = 8\,\text{Ом}

C_{out} = \frac{V_{out}}{R_{out} \cdot \Delta V_{out}} \cdot \frac{D_{max}}{f_s} = 97{,}087\,\text{мкФ}

Полученное значение — идеальная емкость без учета внутреннего сопротивления (ESR). На практике конденсаторы имеют ESR, который увеличивает пульсации. Разные типы конденсаторов имеют разное ESR. Обычно рекомендуется выбирать емкость больше расчетного значения, с учетом экспериментальных данных.
Для снижения ESR применяется параллельное соединение нескольких конденсаторов. В проекте используются два параллельных электролитических конденсатора 220 мкФ/35 В, можно использовать твердотельные конденсаторы (с меньшим ESR, чем у электролитических), а также дополнительно параллельно подключить несколько MLCC-конденсаторов (например, 1 мкФ, 100 нФ) для подавления высокочастотных помех.

Анализ и расчет RCD-钳位-цепи

В цепи могут происходить два колебательных процесса: первый — вызван рассеянной индуктивностью первичной обмотки L_{kp} и выходной емкостью MOS-транзистора C_{oss}; второй — возникает после истощения энергии, когда магнитная индуктивность (первичная индуктивность) и емкость C_{oss} создают колебания.

После добавления RCD-钳位-цепи, когда напряжение на MOS-транзисторе превышает сумму напряжения на钳位-конденсаторе и входного напряжения,钳位-диод открывается, и钳位-цепь начинает работать.
Предположим, что рассеянная индуктивность первичной обмотки L_k контролируется на уровне не более 1% от намагничивающей индуктивности (первичной индуктивности):
L_k = 1\% \cdot L_p = 1{,}557\,\text{мкГн} (лучше после изготовления трансформатора измерить реальную первичную рассеянную индуктивность и пересчитать все параметры по реальным данным. Метод измерения первичной рассеянной индуктивности: замкните все обмотки, кроме первичной, и измерьте индуктивность первичной обмотки с помощью LCR-моста — полученная величина и будет первичной рассеянной индуктивностью).
Известно максимальное напряжение на ключе: V_{dsmax} = 700\,\text{В}
С учетом запаса, желаемое напряжение на钳位-конденсаторе V_{clamp}:

V_{clamp} = 0{,}8 \cdot V_{dsmax} - V_{busmax} = 185{,}233\,\text{В}

Используя стандартную формулу расчета RCD-钳位-цепи, определяем сопротивление R_c и емкость C_c:

R_c = \frac{2 \cdot \left[V_{clamp} - \frac{N_P}{N_S} \cdot (V_F + V_{out})\right] \cdot V_{clamp}}{L_k \cdot I_p^2 \cdot f_s} = 19{,}616\,\text{кОм}

C_c = \frac{2 \cdot V_{clamp}}{R_c \cdot V_{clamp} \cdot f_s} = 0{,}68\,\text{нФ}

Также рассчитываем мощность, рассеиваемую на钳ке:

P_{clamp} = \frac{1}{2} \cdot f_s \cdot L_k \cdot I_p^2 \left(1 + \frac{V_{OR}}{V_{clamp} - V_{OR}}\right) = 1{,}774\,\text{Вт}

Выбираем钳ке-сопротивление 20 кОм,钳ке-емкость 1 нФ и резистор мощностью 2 Вт. Учитывая, что в начале запуска напряжение на钳ке-конденсаторе может быть высоким, выбираем пленочный конденсатор или MLCC в корпусе 1206 с номинальным напряжением 1 кВ. Аналогично выбираем钳ке-диод FR107 с номинальным напряжением 1 кВ.

Скачивание материалов

Если не хотите выполнять расчеты вручную, можно использовать Mathcad-расчетную книгу или программу SMPSKit. Ссылки для скачивания:

123-облако: https://www.123684.com/s/2Y9Djv-A3TdH
Baidu Cloud: https://pan.baidu.com/s/1USh47nHgYxjTzTJgo4DVTQ?pwd=xyxf — код доступа: xyxf

Намотка трансформатора

Это моя первая намотка трансформатора — результат не идеален, приведен для справки.

Все обмотки начинаются от одноименного вывода и наматываются в одном направлении!

На моих изображениях показаны намотки с использованием эмалированного провода (слева) и литц-провода (справа).

Диаметр магнитопровода PQ2620 составляет 14,5 мм. По формуле длины окружности L = \pi d длина одного витка равна 45,53 мм. Умножив на количество витков, получаем требуемую длину провода для каждой обмотки, затем добавляем еще 10–20 см запаса — по этой длине обрезаем эмалированный провод.

Первый слой: Сначала наматываем первый слой первичной обмотки. Три провода диаметром 0,3 мм скручиваем вместе и наматываем на каркас от вывода 1, делая 10 витков. (Для литц-провода использовался тип 0,1×30).

После того как вы намотали первый слой, направьте провод вверх и оберните его одним слоем ленты (используйте ленту Mara или полиимидную ленту). Затем опустите провод вертикально к выводу 2 и оберните его двумя слоями ленты.

Второй слой: Сначала сделайте барьеры с обеих сторон с помощью барьеров, затем намотайте одну изолированную медную проволоку диаметром 0,3 мм на вывод 5, следуя направлению намотки первого слоя, сделайте три витка до вывода 6 и оберните двумя слоями ленты. (Для литц-провода я использовал 0,1x10.)

Третий слой: Сначала сделайте барьеры с обеих сторон с помощью барьеров, затем вместе намотайте 10 изолированных медных проводов диаметром 0,35 мм на вывод 10 сердечника трансформатора, следуя направлению намотки первого слоя, сделайте пять витков до вывода 12 и оберните двумя слоями ленты. (Для литц-провода я использовал 0,1x60.)

Четвертый слой: Продолжайте наматывать первичную обмотку, начиная с вывода 2, следуя направлению намотки первого слоя, сделайте 10 витков до вывода 3. После завершения также опустите провод вертикально и оберните двумя слоями ленты.

Затем припаяйте все медные провода к соответствующим выводам. Некоторые изолированные провода могут потребовать зачистки лакового покрытия ножом перед пайкой. Литц-провод можно сразу припаять, нагрев его паяльником на высокой температуре в течение некоторого времени.

В обратноходовом импульсном источнике питания трансформатор должен накапливать энергию, передаваемую за один цикл. Чтобы предотвратить магнитное насыщение, в магнитопроводе обычно устанавливается воздушный зазор, изменяющий петлю гистерезиса, увеличивая магнитную напряженность насыщения и, следовательно, увеличивая энергию, передаваемую за один цикл. Воздушный зазор можно создать двумя способами: шлифовкой или прокладкой. Прокладка является более простым методом.

Затем соедините магнитопровод, плотно прижмите его и измерьте индуктивность первичной обмотки. Если индуктивность значительно превышает целевое значение (в моем случае требуется 156 мкГн), используйте напильник или другой инструмент для шлифовки центрального цилиндра магнитопровода (воздушный зазор путем шлифовки). После каждого небольшого снятия материала измеряйте индуктивность, пока она не станет лишь немного выше целевого значения. Затем оберните весь магнитопровод лентой.

Также можно использовать метод прокладки: поместите несколько слоев ленты или тонкой бумаги с обеих сторон магнитопровода. После каждого добавленного слоя измеряйте индуктивность, пока она не станет лишь немного выше целевого значения, после чего оберните весь магнитопровод лентой.

Метод прокладки дает немного большую паразитную индуктивность по сравнению со шлифовкой.

После завершения повторно измерьте индуктивность: индуктивность моей первичной обмотки составила 158,8 мкГн.

Измерьте паразитную индуктивность первичной обмотки: замкните все остальные обмотки и измерьте индуктивность первичной обмотки — это и будет паразитная индуктивность. У меня получилось 2,7 мкГн, что немного выше нормы.

Тема		Ответов	Просм.
反激式准谐振的开关电源原理与参数计算指南，qr反激变压器参数计算公式电力电子 / Power Electronics SMPS , Flyback , Power , QR	1	177	05.12.2025
具有低功耗低成本性能的 PCB 罗氏线圈与积分电路设计教程与文档 / Tutorials & Documents TI , PCB , Rogowski-Coil	0	136	17.11.2025
基于STM32的同步整流Buck-Boost数字电源开源开源项目 / Open-Source Project Buck-Boost , STM32 , Power , Open-Source	107	2318	31.07.2026
【开源】24v3a反激式开关电源（基于uc3842，含电路和变压器参数计算过程）开源项目 / Open-Source Project ACDC , TI , Flyback , SMPS , 电源	7	517	30.03.2026
谐振电容（MKP薄膜电容或者MLCC电容）在大功率LLC电路中可以串联使用嘛? 电力电子 / Power Electronics QA , Capacitor , LLC , Power	4	161	25.12.2025

Расчет параметров обратноходового источника питания и выбор компонентов, руководство по расчету и намотке обратноходового трансформатора

Рабочие параметры обратноходового источника питания

Расчет однофазного выпрямителя и фильтра

Расчет обратноходового трансформатора

Технические требования на изготовление трансформатора

Расчет и выбор MOS-транзистора

Расчет и выбор выходного диода и конденсатора

Анализ и расчет RCD-钳位-цепи

Скачивание материалов

Намотка трансформатора

Рекомендации по открытым проектам

Рекомендуем к прочтению

Расчет параметров обратноходового источника питания и выбор компонентов, руководство по расчету и намотке обратноходового трансформатора

Рабочие параметры обратноходового источника питания

Расчет однофазного выпрямителя и фильтра

Расчет обратноходового трансформатора

Технические требования на изготовление трансформатора

Расчет и выбор MOS-транзистора

Расчет и выбор выходного диода и конденсатора

Анализ и расчет RCD-钳位-цепи

Скачивание материалов

Намотка трансформатора

Рекомендации по открытым проектам

Рекомендуем к прочтению

Связанные темы