[오픈소스] 24V 3A 플라이백 스위칭 전원공급장치(UC3842 기반, 회로 및 변압기 파라미터 계산 포함)

프로젝트 실습 오픈소스 프로젝트
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광범위한 입력 전압을 지원하고 24V/3A 출력을 제공하는 플라이백 방식의 스위칭 전원 공급장치(Flyback Power Supply)를 오픈소스로 공개합니다. 출력 72와트, 최고 효율 87.4%, UC3842 칩 기반, 동기 정류(UCC24612-1DB)를 채택하였으며, 회로 설계 및 변압기 파라미터 계산 과정, 회로도, PCB, PSIM 시뮬레이션 모델, 변압기 제작 사양서 등을 모두 포함합니다.

서론

:round_pushpin:처음으로 제작한 플라이백 전원 장치입니다. 개선이 필요한 부분이나 오류가 있다면 선배님들의 많은 지도 부탁드립니다.

:rocket:또한 간단히 구직 활동도 함께 진행 중입니다. 광저우/푸저우/선전 지역에서 인력을 채용하시는 기업 담당자분들께서는 저를 검토해 주시기 바랍니다. 제 오픈소스 프로젝트는 다음 링크에서 확인하실 수 있습니다: https://oshwhub.com/zeruns/works

프로젝트 데모 영상: https://www.bilibili.com/video/BV1ES4GzQE19/
LCSC 오픈소스 플랫폼 링크: https://oshwhub.com/zeruns/24v3a-Flyback-Power-Supply-uc384x
전자회로/마이크로컨트롤러 기술 교류 QQ 그룹: 2169025065
자료 다운로드 링크는 본문 하단에 있습니다!

경고: 스위칭 전원 제작은 위험성이 높습니다. 본 설계 내 모든 회로, 파라미터, 수식의 정확성에 대해 보증하지 않으며, 본 작품을 복제하거나 참조할 경우 발생할 수 있는 모든 위험은 사용자 본인이 책임져야 합니다.

소량 생산(20세트 기준) 예상 단가는 약 25위안(기판과 변압기 미포함, LCSC몰 소자 가격 기준)이며, 기판과 변압기를 포함하면 50위안 이내일 것으로 예상됩니다.

설계 사양

항목 값
정격 입력 전압 V_{acnom} 220VAC
최소 입력 전압 V_{acmin} 85VAC
최대 입력 전압 V_{acmax} 265VAC
전력망 주파수 f_L 50Hz
출력 전압 V_{out} 24V
출력 전류 I_{out} 3A
동작 주파수 f_s 150kHz
설계 효율 η 85%

PCB 크기: 100x55mm
PCB 사양: 양면 기판, 상층은 삽입형 부품, 하층은 표면실장(SMD)

제품 사진

아래는 두 번째 버전입니다:

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아래는 첫 번째 버전으로, 일부 문제가 있어 트랜지스터가 쉽게 파손되었습니다. 위의 두 번째 버전에서 수정되었습니다:

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고주파 변압기:

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동작 테스트 및 성능 측정

초기 전원 인가 테스트

초기 전원 인가 시에는 단락 사고를 방지하기 위해 직렬로 전구를 연결하는 것이 좋습니다. 실측 결과 정상적으로 동작하며, 출력 전압은 24.1V입니다(아래 테스트 시 0.9A 부하 연결 상태).

직렬 전구의 역할: 전구는 전류 제한 보호 기능을 수행합니다. 정상 작동 시 전구의 저항이 작아 전압 강하가 적고, 전구는 매우 어둡거나 꺼진 상태로 전원 테스트에 영향을 주지 않습니다. 그러나 전원 내부에서 단락이 발생하면 회로 전류가 급격히 증가하며, 고정된 전구의 저항으로 인해 대부분의 전압이 전구에 걸리게 되어 전류를 제한하고, 전원 소자의 과전류로 인한 소손을 방지하는 보호 역할을 합니다.

스위칭 전원 점검용 보호 소켓: https://s.click.taobao.com/OiMyz3q

직류 입력을 통해 테스트하는 것도 가능합니다. 제가 직접 테스트한 결과, 60V 직류 입력에서도 정상적으로 구동되어 24V 출력이 나왔습니다. 다만, 이때는 200kΩ의 시동 저항(R24+R16)을 100kΩ으로 변경해야 합니다(하나를 단락). 원래 저항값이 너무 커서 저전압에서는 시동이 잘 안 됩니다.

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변환 효율 테스트

사용 장비:

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실측 데이터:

입력 전압(V) 입력 전류(A) 입력 피상 전력(W) 입력 유효 전력(W) 출력 전압(V) 출력 전류(A) 출력 전력(W) 변환 효율(%) 역률
219.85 0.029 6.38 2.10 24.13 0.00 — — 0.33
219.83 0.251 55.18 28.69 24.10 1.00 24.10 83.99 0.52
219.59 0.438 96.18 55.78 24.07 2.00 48.14 86.30 0.58
219.65 0.637 139.92 82.55 24.05 3.00 72.15 87.40 0.59
111.55 0.036 4.02 1.81 24.13 0.00 — — 0.45
111.13 0.406 45.12 28.88 24.10 1.00 24.10 83.46 0.64
110.89 0.753 83.50 56.78 24.06 2.00 48.12 84.75 0.68
110.58 1.097 121.31 84.91 24.00 3.00 72.00 84.79 0.70

**최고 변환 효율은 87.4%**이며, 무부하 시 소비 전력은 최저 1.81W입니다. 무부하 소비 전력이 다소 높은 편입니다.

위 데이터는 동기 정류를 사용하지 않고 다이오드 정류 상태에서 측정된 것입니다. 제가 선택한 동기 정류용 MOSFET의 내부 저항이 다소 크기 때문에, 동기 정류 적용 시 오히려 효율이 낮아졌습니다. 여러분은 더 우수한 특성을 가진 MOSFET으로 교체하여 테스트해 보시기 바랍니다. 내압은 200V 이상이어야 하며(다이오드 양단의 R9과 C8에 각각 20Ω 저항과 2.2nF 커패시터를 납땜한 경우 150V 내압도 가능).

출력 전압 리플 테스트

오실로스코프: Rigol DHO914S https://blog.zeruns.com/archives/764.html

테스트 시 오실로스코프 프로브는 출력선(약 15cm 길이)에 연결되었으며, 접지 링을 사용하지 않았고 출력 콘덴서에 직접 연결하지 않았기 때문에 측정된 리플 값이 다소 높을 수 있습니다.

무부하 시 리플, 피크-피크 값은 약 730mV, 리플 주파수는 138.96kHz로 스위칭 주파수에 근접합니다.

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3A 부하 시 리플, 피크-피크 값은 약 562.08mV입니다.

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MOSFET 파형

입력 AC 220V, 출력 24V에 1A 부하 연결 시, 1차측 스위칭 MOSFET의 게이트-소스(GS) 및 드레인-소스(DS) 전압 파형입니다. 노란색은 게이트-소스 전압, 파란색은 드레인-소스 전압입니다.

도면에서 MOSFET 차단 시 드레인 전압 스파이크는 최대 약 440V입니다(전구가 직렬로 연결되어 있었고, 스위치를 직통으로 전환하지 않아 전원 입력 전압이 100여 V 정도였을 수 있으므로 측정 전압이 낮게 나타남).

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게이트 전압 파형 확대 보기:

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출력 정류 다이오드 파형

입력 DC 60V, 출력 24V 무부하 시 출력 정류 다이오드 양단의 전압 파형입니다. 전압 스파이크는 최대 약 56V입니다.(다이오드 양단의 R9과 C8에 각각 20Ω 저항과 2.2nF 커패시터를 납땜하면 전압 스파이크가 42V로 감소)

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입력 DC 60V, 출력 24V에 1A 부하 시 출력 정류 다이오드 양단의 전압 파형입니다. 전압 스파이크는 최대 약 190V입니다.(다이오드 양단의 R9과 C8에 각각 20Ω 저항과 2.2nF 커패시터를 납땜하면 전압 스파이크가 81V로 감소)

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무부하 시 출력 전압 시작 파형

입력 DC 60V, 출력 24V 무부하 시 출력 전압 파형입니다. 전압이 0V에서 24V까지 도달하는 시간은 7밀리초입니다.

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발열 상태

무부하 시 전원 장치 하부 열화상 이미지. 가장 높은 온도는 시동 저항 위치에서 약 60도(주변 온도 약 25도), 1차측 MOSFET은 약 48도입니다.

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3A 부하 시 전원 장치 하부 열화상 이미지. 가장 높은 온도는 1차측 MOSFET 또는 RCD 서지 흡수 회로의 저항 위치에서 88도 이상(주변 온도 약 26도), 2차측 정류 다이오드도 60도 이상으로 추정됩니다.

만재 시 온도가 다소 높으므로, 장시간 만재 운전이 필요한 경우 1차측 스위칭 트랜지스터에 방열판을 부착하거나 외함에 열전도 처리(예: 에폭시 캡슐링)를 권장합니다!

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부품 구매 링크- 칩 저항 및 커패시터 샘플북: https://s.click.taobao.com/ngH2RGq

부품 구매는 LCSC(립창쇼핑몰)에서 권장합니다: https://activity.szlcsc.com/invite/D03E5B9CEAAE70A4.html

리창 오픈소스 링크의 BOM(Bill of Materials)에서 '지금 주문하기’를 클릭하면 사용되는 부품들을 한 번에 장바구니로 가져올 수 있습니다.

회로도

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PCB

상단층

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하단층

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자료 다운로드 링크

다음 링크에는 리청 EDA 프로젝트 파일, 회로도 PDF, PCB 제조용 Gerber 파일, 스위칭 전원 설계 도구(SMPSKit), 플라이백 변압기 계산서(Mathcad 형식), 실장도, 변압기 제작 사양서, 각 IC 데이터시트, PSIM 시뮬레이션 모델, 보드 선도용 Matlab 코드 및 기타 참고 자료 등이 포함되어 있습니다. (일부 자료는 인터넷에서 수집함)

도움이 되셨다면 위 123클라우드 링크에서 후원해 주실 수 있으며, 위챗(공식 계정: zeruns-gzh) 기사의 경우 기사 하단의 ‘저자 좋아요’ 버튼을 눌러 후원하실 수도 있습니다. 감사합니다.

추천 오픈소스 프로젝트

추천 읽을거리

영문 버전 문서: https://blog.zeruns.top/archives/74.html

2개의 좋아요
深圳梧桐山爬山记，深圳日落照片
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와, 훌륭한 오픈 소스 프로젝트네요. 자료가 잘 갖춰져 있다 :+1:

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대단하다, 반드시 지지

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블로거님 안녕하세요, 시뮬레이션 부분에서 루프 보상(Loop Compensation)을 하셨는지, 그리고 전달 함수 파트는 어떻게 유도하셨는지 여쭤보고 싶습니다.

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아니요, 루프 보상에 대해서는 제가 잘 모릅니다.

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안녕하세요, 블로거님. 이미지에서 파란색 상자로 표시된 R19, R21, R17, C12 부분의 값은 어떻게 계산된 것인지 여쭤보고 싶습니다. 제가 시뮬레이션을 통해 파라미터를 조정해 보니 아래 MOS 소스 근처의 샘플링 저항 R8과도 관련이 있는 것 같습니다. 하나의 파라미터를 조정하면 위에 나열된 여러 파라미터들도 함께 조정되어야 하는 것 같네요.

저는 샘플링 저항 값을 공식 1V/(Ipk×1.2)를 사용하여 계산했습니다. 귀하의 프로젝트에서 Ipk는 2.644A이므로 계산 결과는 약 0.32Ω이지만, 실제 프로젝트에서 사용하신 값은 0.2Ω으로 차이가 있습니다. 이렇게 파라미터 세트를 도출하신 방법이 어떻게 되는지 여쭤보고 싶습니다. 답변 기다리겠습니다. 감사합니다!

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샘플링 저항
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안녕하세요! 오픈소스 프로젝트에 대해 이렇게 깊이 연구하고 시뮬레이션까지 실행해 보셨다니 정말 인상 깊습니다. 특히 전류제어 모드(Current Mode Control)의 핵심 문제점을 매우 날카롭게 파악하셨네요.

저는 오랫동안 전원 회로를 다뤄온 엔지니어로서, 귀하의 질문에 하나씩 답변드리겠습니다. 이론 계산과 실제 공학적 설계를 함께 설명드릴게요.

1. 샘플링 저항 R8 (0.32Ω vs 0.2Ω) 에 대하여

귀하가 사용하신 이론식 R_{sense} = 1V / (I_{pk} \\times 1.2) 는 완전히 정확합니다. 이것은 교과서와 대부분의 IC 사양서에서 권장하는 표준 알고리즘으로, 20%의 마진을 두는 방식입니다. 그런데 왜 저는 실제로는 0.2Ω을 선택했을까요?

그 이유는 다음과 같은 실무적인 고려사항들이 있기 때문입니다:

  • 소비 전력 및 발열 (효율 우선): R8은 주(Primary) 전력 경로에 직렬로 연결되어 있어, 유효 전류 값이 매우 큽니다. 만약 0.32Ω (또는 가장 가까운 표준값인 0.33Ω)을 사용하면, I^2R 손실은 0.2Ω보다 거의 2배 가까이 증가하게 됩니다. 작은 사이즈이고 자연 대류 냉각만 가능한 어댑터에서는 이로 인한 온도 상승이 매우 뚜렷하게 나타납니다.
  • 순간 부하 및 시작 충격 대응: 계산된 I_{pk} = 2.644A 값은 정상 상태에서 최저 입력 전압에 만재 했을 때의 값입니다. 그러나 전원이 냉기동할 때(출력 측 큰 용량 커패시터를 충전할 때)나 순간적으로 급격한 부하 변화가 발생할 경우, 전원은 일정 시간 동안 더 큰 피크 전류를 제공할 수 있어야 합니다. 0.2Ω을 사용하면 하드웨어 기반의 사이클 단위 전류 제한치가 1V / 0.2\\Omega = 5A 까지 넓어집니다. 단, 중요한 전제 조건은: 제가 설계한 변압기가 5A의 피크 전류에서도 자기 포화(saturation)되지 않도록 이미 검증을 마쳤다는 점입니다.
  • 부품의 표준화: 0.2Ω (200mΩ) 1206 패키지는 매우 보편적이며 저렴한 저항값입니다.
  • 요약: 이론적으로는 0.32Ω이 가장 안전한 보호 마진을 제공하지만, 실제 설계에서는 변압기 포화만 확인된다면, 효율성과 순동작 특성의 여유를 얻기 위해 R_{sense} 값을 적절히 줄이는 것이 일반적인 접근법입니다.

2. 보상 네트워크 (R17/C12 등) 왜 R8과 연동되는가?

귀하의 시뮬레이션 결과가 매우 정확합니다. "R8 값을 바꾸면 관련 파라미터들도 함께 조정해야 한다"는 점이 핵심입니다.

이유는 UC3842 칩이 피크 전류 제어 모드(Peak Current Mode Control)를 사용하기 때문입니다. 전류 제어 모드에서는 전력 단(Plant)의 제어-출력 전달 함수(직류 이득)가 전류 센싱 저항 R_{sense} (즉, 귀하의 R8)에 반비례 관계에 있습니다.
간단히 말해, R8 값을 작게 하면 전류 루프의 이득이 변경되고, 이는 전체 폐루프 시스템의 크로스오버 주파수(crossover frequency)와 위상 여유(phase margin)를 모두 변화시킵니다. 따라서 기존에 잘 맞춰져 있던 전압 루프 보상 네트워크(R17, C12 등)는 더 이상 유효하지 않게 되며, 재조정하지 않으면 전원 회로가 진동(예: 아하모닉(harmonic) 진동 또는 오디오 스콰일(audio squeal))을 일으킬 수 있습니다.

3. 파란색 상자 안의 파라미터들은 어떻게 결정되었는가?

R19, R21, R17, C12의 값을 어떻게 산출했는지 질문해주셨는데요, 솔직히 말씀드리면, 실제 제품 개발에서는 순전히 손 계산만으로 처음부터 정확한 값을 도출하는 것은 매우 어렵습니다.

이 보상 네트워크에는 다음 요소들이 복합적으로 작용합니다:

  • TL431의 보상
  • 광커플러(PC817)의 전달 지연 및 전류 전송 비율(CTR)
  • UC3842 내부 오차 증폭기의 보상

제가 실제로 사용하는 개발 프로세스는 다음과 같습니다 (업계에서도 일반적인 방법입니다):

  1. 초기값 추정:

    • R13, R14 (분압 저항): 출력 24V에 맞게 계산합니다.
    • R19: 광커플러 1차측 전류를 제공합니다.
    • R21: TL431의 바이어스 전류를 제공하며, 일반적으로 TL431에 약 1mA 정도의 최소 전류가 흐르도록 설정합니다.
    • UC3842 측의 R17과 C12: Type-II 보상 네트워크(극점 하나, 영점 하나 생성)를 구성합니다. 초기값은 경험에 따라 대략적인 RC 조합을 선택합니다 (예: R17은 10k~20k, C12는 1nF~10nF).

  2. 시뮬레이션 검증 (지금 귀하가 하고 있는 것처럼): 초기값을 Simplis나 LTspice에 입력하여 AC 스윕(AC Sweep) 분석을 수행하고 보드 선도(Bode Plot)를 확인합니다. 목표는 크로스오버 주파수를 스위칭 주파수의 1/10 ~ 1/5 범위 내로 조정하고, 위상 여유(Phase Margin)를 45도 이상 확보하는 것입니다.

  3. 실제 보드 테스트 및 미세 조정 (가장 중요한 단계): 시뮬레이션이 아무리 완벽하더라도, 광커플러의 CTR 분포, 변압기의 누설 인덕턴스, PCB의 기생 커패시턴스 등이 루프 특성에 영향을 미칩니다. 실제 보드가 제작되면, 전자 부하기를 이용해 순간 부하 변화(Load Transient) 테스트(예: 부하를 10%에서 90%로 급격히 변화)를 수행하고, 오실로스코프로 출력 전압 파형을 측정합니다.

    • 전압 파형에서 과충전(overshoot)이 발생하거나 몇 차례 진동한 후 안정화된다면, 위상 여유가 부족하다는 의미이므로 C12 또는 R17을 조정합니다.
    • 전압 복구 속도가 너무 느리다면, 대역폭이 좁다는 의미이며, 이때도 RC 파라미터를 미세 조정합니다.

귀하께 드리는 제안:
이미 시뮬레이션 환경을 구축하셨다면, 전자 부하기를 사용해 계단 형태의 전류 변화(예: 0.5A에서 3A로 점프)를 만들어 VOUT 파형을 관찰해 보세요. 그런 다음 C12 값을 변경해보세요 (예: 10nF에서 1nF 또는 47nF로). 과충전량과 복구 시간의 변화를 비교하면, 이 파라미터들이 어떤 역할을 하는지 매우 직관적으로 이해하실 수 있을 겁니다!

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정말 고마워요