Проектирование импульсного источника питания с обратным ходом: расчёт параметров, выбор компонентов и руководство по намотке трансформатора

Технические обсуждения Электроника мощности
, , ,
1

В этой статье в качестве примера используется обратноходовой источник питания мощностью 72 Вт с широким диапазоном входного напряжения (24 В, выходной ток 3 А) для демонстрации расчета параметров схемы и выбора компонентов. Также рассматриваются расчет и методы намотки обратноходового трансформатора.

Формулы в этой статье взяты из онлайн-источников.

Если вы заметите какие-либо неточности в этой статье, пожалуйста, сообщите о них.

  • 【Открытый аппаратный проект】 Обратноходовой импульсный источник питания 24В3А (на основе UC3842): https://blog.zeruns.com/archives/910.html
  • Руководство по анализу, сравнению и выбору магнитных компонентов / материалов магнитопроводов / конструкций магнитопроводов: https://blog.zeruns.com/archives/897.html
  • Группа по обмену технологиями электроники / микроконтроллеров в QQ: 2169025065

Параметры работы обратноходового источника питания

Сначала необходимо определить параметры проектируемого обратноходового источника питания.

Параметр Значение
Номинальное входное напряжение V_{acnom} 220 В переменного тока
Минимальное входное напряжение V_{acmin} 85 В переменного тока
Максимальное входное напряжение V_{acmax} 265 В переменного тока
Частота сети f_L 50 Гц
Выходное напряжение V_{out} 24 В
Выходной ток I_{out} 3 А
Рабочая частота f_s 150 кГц
КПД η 85%

Рабочая частота обратноходового источника питания обычно определяется проектировщиком исходя из конкретных требований применения, а не является фиксированным значением. Повышение рабочей частоты значительно уменьшает размер и вес трансформатора, выходного фильтрового дросселя и конденсатора, тем самым минимизируя общие габариты источника питания. Это связано с тем, что при высокочастотной работе можно использовать более мелкие магнитные компоненты и конденсаторы. Однако более высокая частота также приводит к увеличению потерь на переключение, что снижает КПД, усиливает нагрев и требует более сложного теплового управления. Поэтому выбор частоты требует тщательного компромисса между размером, потерями, стоимостью и тепловыми характеристиками.

Типичный диапазон рабочих частот составляет от 20 кГц до 500 кГц, наиболее распространенный диапазон — 50 кГц до 200 кГц. Это обеспечивает хороший баланс между уменьшением размеров и контролем потерь. Для проектирования с частотой выше 300 кГц потери переключения обычных кремниевых ключей (например, MOSFET) становятся значительно выше. В таких случаях обычно требуются широкозонные полупроводниковые ключи, такие как нитрид галлия (GaN) или карбид кремния (SiC), чтобы снизить потери и сохранить высокий КПД.

Расчет схемы однофазного выпрямителя и фильтра

731×263 6.5 KB

Расчет напряжения пробоя диодов выпрямительного моста:

Напряжение на шине постоянного тока после выпрямления и фильтрации обычно близко к амплитудному значению входного переменного напряжения. Амплитудное значение переменного сигнала в \sqrt{2} раз превышает его действующее значение. Поэтому пробивное напряжение диодов выпрямительного моста должно быть больше \sqrt{2}, умноженного на действующее значение максимального входного напряжения.

V_{busmax} = \sqrt{2} \cdot V_{acmax} = 374.77 \mathrm{В}

Кроме того, для учета скачков напряжения в сети и его колебаний обычно применяется коэффициент запаса K_{bri} (обычно 1.5). Это дает:

V_{busmax} \cdot K_{bri} = 562.15 \mathrm{В}

Следовательно, пробивное напряжение диодов выпрямительного моста должно быть не менее 562 В.

Входная мощность:

P_{in} = \frac{P_{out}}{η} = 84.7 \mathrm{Вт}

Расчет тока диодов выпрямительного моста:

Максимальный входной ток для одного диода выпрямительного моста (поскольку диоды моста проводят ток парами, общий ток делится на 2):

I_{acmax} = \frac{P_{in}}{2 \cdot V_{acmin}} = 0.498 \mathrm{А}

Аналогично, для учета скачков напряжения в сети и его колебаний применяется тот же коэффициент запаса K_{bri} (обычно 1.5). Это дает:

I_{acmax} \cdot K_{bri} = 0.747 \mathrm{А}

Таким образом, номинальный ток одного диода выпрямительного моста должен быть не менее 0.747 А.

На основе проведенных расчетов выбран MSB40M выпрямительного моста. Он имеет номинальное напряжение 1000 В и номинальный ток 4 А, что удовлетворяет рассчитанным требованиям.

Расчет входного фильтрового конденсатора:

Для выбора входного конденсатора обратноходового источника питания применяется эмпирическая формула:

Для однофазного входа 220 В переменного тока входной конденсатор C_{in} обычно выбирается в диапазоне 1-2 мкФ/Вт.

Для универсального входа 85-265 В переменного тока входной конденсатор C_{in} обычно выбирается в диапазоне 2-3 мкФ/Вт.

Используя эту эмпирическую формулу, рассчитаем фильтровый конденсатор:

C_{in} = 2 \cdot P_{out} = 144 \mathrm{мкФ}

Следовательно, на основе расчета можно выбрать электролитический конденсатор емкостью 150 мкФ.

Выбор напряжения входного фильтрового конденсатора:

Оно должно быть выше амплитудного значения входного переменного напряжения. Например, при V_{busmax} = 374.77 В в данном случае подойдет конденсатор на 400 В. Можно также использовать конденсатор на 450 В.

Расчет обратноходового трансформатора

Для обеспечения запаса минимальное входное напряжение V_{busmin} принимается равным 110 В.

Определим отраженное напряжение V_{OR} (напряжение, индуцированное в первичной обмотке при выключении ключевого транзистора и передаче энергии магнитного поля) как 100 В. 100 В — это типичное инженерное значение для обратноходовых источников питания с широким диапазоном входного напряжения (например, 110/220 В переменного тока).

Определим падение напряжения сток-исток первичного MOSFET при включении как V_{ds} = 4 В.

Расчет максимального коэффициента заполнения: (Можно также оценить эмпирически как 0.45 без расчета, поскольку коэффициент заполнения для обратноходового источника питания обычно не превышает 0.5)

V_{busmin} = \sqrt{2} \cdot V_{acmin} = 120.21 \mathrm{В}
D_{max} = \frac{V_{OR}}{V_{OR} + V_{busmin} - V_{ds}} = 0.485

Расчет пикового тока первичной обмотки:

  • Средний входной ток:
I_{avg} = \frac{P_{in}}{V_{busmin}} = 0.77 \mathrm{А}
  • Предполагая коэффициент пульсаций K_{RP} (отношение тока пульсаций I_R к пиковому току I_P) равным 0.8 для режима непрерывной проводимости (CCM), пиковый ток первичной обмотки I_P рассчитывается как:
I_P = \frac{I_{avg}}{(1-0.5 \cdot K_{RP}) \cdot D_{max}} = 2.644 \mathrm{А}

1399×364 77.1 KB

Расчет индуктивности намагничивания трансформатора:

  • Используя формулу для индуктивности намагничивания обратноходового трансформатора, индуктивность первичной обмотки L_P рассчитывается как:
L_P = \frac{P_{out}}{{I_P}^{2} \cdot K_{RP} \cdot (1 - 0.5 \cdot K_{RP}) \cdot f_s} \cdot \frac{0.5 \cdot (1-η) + η}{η} = 155.686 \mathrm{мкГн}

Расчет AP-значения и выбор сердечника трансформатора:

Произведение площадей сердечника, AP = Aw * Ae (произведение площади окна сердечника Aw и эффективной площади поперечного сечения Ae).

968×453 60.1 KB

  • При коэффициенте заполнения окна трансформатора K_o = 0.4, коэффициенте плотности тока K_j = 3.95 и плотности магнитного потока B_w = 0.2 Тл минимальное требуемое значение AP для сердечника рассчитывается как:
A_{P}=\left(\frac{L_{P} \cdot {I_{P}}^{2} \cdot 10^{2}}{B_{w} \cdot K_{o} \cdot K_{j}}\right)^{1.14}=0.297 \mathrm{~cm}^{4}
  • Выбранное значение A_P сердечника обычно превышает расчетное значение более чем в два раза. В данном случае я выбираю сердечник PQ2620 для трансформатора. Согласно документации на сердечник, его значение A_P составляет 0.7188$\mathrm{~cm}^{4}$.

Почему плотность магнитного потока B_w установлена на 0.2Т?

1. Чтобы избежать насыщения сердечника

  • Насыщение сердечника: Когда плотность потока превышает значение насыщения материала ( B_{\text{sat}} ), сердечник теряет магнитную проницаемость, индуктивность резко падает, что приводит к выходу трансформатора из строя.
  • Характеристики ферритового сердечника: Значение B_{\text{sat}} для распространенных сердечников импульсных источников питания (например, PC40, PC44, PC95) составляет приблизительно 0.3–0.39 Тл при 100°C.
  • Запас прочности: Установка B_w = 0.2 \, \text{Тл} (около 50–70% от B_{\text{sat}} ) обеспечивает запас по следующим факторам:
    • B_{\text{sat}} уменьшается при повышении температуры (для ферритовых сердечников B_{\text{sat}} снижается с ростом температуры).
    • Смещение потока из-за постоянного тока смещения.
    • Увеличение пикового тока из-за колебаний входного напряжения или переходных процессов нагрузки.

2. Для контроля потерь в сердечнике

  • Потери на высокой частоте: Импульсные источники питания работают на высоких частотах (обычно >20 кГц). Потери в сердечнике (гистерезис + вихревые токи) экспоненциально растут с увеличением плотности потока.
  • Оптимизация потерь: Практика показывает, что при B_w в диапазоне 0.1–0.25 Тл достигается хороший баланс между потерями в сердечнике и потерями в меди, что обеспечивает высокий общий КПД. Значение 0.2 Тл является типичным компромиссом в этом диапазоне.

Рассчитайте количество витков первичной и вторичной обмоток:

V_F — прямое падение напряжения на выходном диоде, обычно принимается равным 0.7В.

  • На основе баланса магнитного потока (вольт-секундного баланса) между первичной и вторичной сторонами, рассчитывается коэффициент трансформации N_{PS}:
N_{PS} = \frac{D_{max}}{(1 - D_{max})} \cdot \frac{(V_{busmin} - V_{ds})}{(V_{out} + V_F)} = 4.049
  • Чтобы предотвратить насыщение трансформатора, максимальная рабочая плотность потока B_{max} принимается равной 0.15Тл. Для сердечника PQ2620 значение A_e равно 119 мм² (119 \times 10^{-6}\,\text{м}^2). Количество витков первичной обмотки N_P рассчитывается как:
N_P = \frac{V_{busmin} \cdot D_{max}}{A_e \cdot B_{max} \cdot f_s} = 20

Магнитный поток \Psi = N(\text{витков}) \times B(\text{плотность потока}) \times S(\text{площадь})

  • На основе коэффициента трансформации трансформатора, количество витков вторичной обмотки N_S рассчитывается как:
N_S = \frac{N_P}{N_{PS}} = 5
  • Добавляется дополнительная обмотка для питания микросхемы управления. Напряжение этой вспомогательной обмотки V_{out1} задано как 15В. На основе соотношения между выходным напряжением и коэффициентом трансформации, количество витков вспомогательной обмотки N_{s1} рассчитывается как:
N_{s1} = N_s \cdot \frac{V_{out1}}{V_{out}} = 3

Рассчитайте диаметр провода и количество жил для первичной/вторичной обмоток:

  • Среднеквадратичный ток первичной обмотки I_{prms} рассчитывается как:
I_{prms} = I_P \cdot \sqrt{D_{max} \cdot \left( \frac{{K_{RP}}^2}{3} - K_{RP} + 1 \right)} = 1.184\,\text{А}
  • Среднеквадратичный ток вторичной обмотки I_{srms} рассчитывается как:
I_{SP} = I_P \cdot \frac{N_P}{N_S} = 10.575\,\text{А}
I_{srms} = I_{SP} \cdot \sqrt{(1 - D_{max}) \cdot \left( \frac{{K_{RP}}^2}{3} - K_{RP} + 1 \right)} = 4.877\,\text{А}

462×222 49.8 KB

  • Ток в обмотках трансформатора высокочастотный, что вызывает скин-эффект. Ток распределяется неравномерно по проводнику, концентрируясь на поверхности. Чем ближе к поверхности, тем выше плотность тока, а внутренняя часть проводника почти не используется. Скин-эффект значительно уменьшает эффективное сечение провода. Поэтому использование нескольких тонких проводов (например, литцендрата) вместо одного толстого провода эффективно снижает скин-эффект. Рассчитанная глубина проникновения D_m (максимальный диаметр сплошного провода):
D_{m}=\frac{2 \cdot 68.85 \cdot 10^{-3}}{\sqrt{f_{s}}}=0.356\,\text{мм}
  • Эмпирическая плотность тока обычно находится в диапазоне 4–6 А/мм². Выбранный диаметр провода D_p и количество жил P_p для первичной обмотки:
D_p = 0.3\,\text{мм} \quad\quad P_p=3
  • Рассчитанная плотность тока j_p для первичной обмотки находится в диапазоне 4–6 А/мм².
j_p = \frac{I_{prms}}{\left( \frac{D_p}{2} \right)^2 \pi P_p} = 5.585 \times 10^6 \text{А/м}^2 = 5.585\,\text{А/мм}^2
  • Диаметр провода D_s и количество жил P_s для вторичной обмотки можно спроектировать следующим образом:
D_s = 0.35\,\text{мм} \quad\quad P_s = 10
  • Рассчитанная плотность тока j_s для вторичной обмотки:
j_s = \frac{I_{srms}}{\left( \frac{D_s}{2} \right)^2 \pi P_s} = 5.069 \times 10^6 \text{А/м}^2 = 5.069\,\text{А/мм}^2

Рассчитайте опорные коэффициенты:

  • Рассчитайте коэффициент отношения общей площади сечения всех обмоток к площади окна трансформатора:
A_w = 60.4 \times 10^{-6}\,\text{м}^2
K_w = \frac{\left( \frac{D_p}{2} \right)^2 \pi P_p N_p + \left( \frac{D_s}{2} \right)^2 \pi P_s N_S}{A_w} = 0.15

Коэффициент использования окна K_w в диапазоне 0.1–0.3 считается приемлемым.

Спецификация производства трансформатора

После расчета параметров трансформатора можно создать спецификацию для производителя или ручной намотки.

Структура обмоток:

Слой обмотки Выводы Спецификация провода Витки Метод намотки
Слой 1 1-2 Φ0.3мм (#28AWG) * 3 жилы 10 Плотная намотка
Слой 2 5-6 Φ0.3мм (#28AWG) 3 Плотная намотка
Слой 3 10-12 Φ0.35мм (#26AWG) * 10 жил 5 Плотная намотка
Слой 4 2-3 Φ0.3мм (#28AWG) * 3 жилы 10 Плотная намотка

Детали и примечания по намотке:

  1. Наматывайте строго по правилу точек, показанному на схеме. Выводы 1, 5 и 10 — это концы с точками. Обратите особое внимание на ориентацию точек при намотке.
  2. Вывод 2 — переходная точка для сэндвич-намотки.
  3. Прокладывайте ленту между слоями. Добавьте зазор не менее 2мм на сторонах слоев 2 и 3.
  4. Изолируйте все входные и выходные провода.
  5. Отметьте вывод 1 белой точкой для идентификации. Обеспечьте индуктивность 156мкГн (измеряется между выводами 1-3 @ 150кГц).
  6. Равномерно наматывайте каждый слой. Если слой не заполнен, наматывайте с равномерным зазором (намотка с зазором).
  7. Удалите вывод 8.

Схема выводов каркаса, диаграмма правила точек и структура обмоток показаны ниже:

979×640 125 KB

Информация о трансформаторе:

Индуктивность 1-3 выводы: 156 мкГн (гарантировано путем шлифовки центрального вывода, измерено при 150 кГц)
Сердечник PQ2620 (феррит PC95/PC44)
Каркас PQ2620 Вертикальный каркас (6+6 выводов)
Основание Отсутствует
Испытание на высокое напряжение Вывод 1 - Вывод 10: 1500 В (частота: 60 Гц, продолжительность: 60 с)
Температурный класс КЛАСС F
Метод крепления Крепление с помощью ленты. Пока без заливки или лакировки.
Метод вывода проводов Все входящие и исходящие провода должны быть изолированы с использованием тефлоновых/нейлоновых трубок.

Расчет и выбор MOSFET

803×394 34.3 KB

  • Во время выключения MOSFET напряжение на плато между стоком и истоком равно сумме входного напряжения и напряжения, отраженного со вторичной обмотки на первичную. Это напряжение на плато достигает максимума при максимальном входном напряжении:
V_{mos} = (V_F + V_{out}) \frac{N_P}{N_S} + V_{busmax} = 473.567\,\text{В}

1799×878 268 KB

  • При выключении MOSFET энергия, накопленная в первичной индуктивности рассеяния трансформатора, не передается на вторичную сторону. Эта энергия вызывает резонанс с емкостью перехода MOSFET, создавая LC-резонанс, который приводит к выбросу напряжения на MOSFET.
  • В данном дизайне необходимо предотвратить повреждение MOSFET из-за этого выброса напряжения. Обычно для поглощения энергии выброса используется специальная RCD-цепь подавления. В то же время, выбранный MOSFET должен иметь достаточный запас по напряжению. В данном проекте используется запас по напряжению в 1.5 раза: K_{vmos}=1.3
  • Таким образом, выбранный MOSFET должен иметь номинальное напряжение, удовлетворяющее условию: V_{mos} \cdot K_{vmos} = 615.637\,\text{В}
  • RMS-ток MOSFET равен первичному RMS-току, который ранее был рассчитан как I_{prms}=1.184\,\text{А}. Следует учитывать определенный запас, поэтому необходимо выбрать MOSFET с более высоким номинальным током.

На основании минимального напряжения и первичного RMS-тока I_{prms}, для этого проекта выбран MOSFET NJH65R600S, с номинальным напряжением 700 В и номинальным током 8 А, что отвечает рассчитанным требованиям.

Обратите внимание на таблицу ниже: номинальный ток при 100°C также должен превышать рассчитанный первичный RMS-ток.

1809×871 160 KB

Помимо номинальных значений напряжения и тока, другими важными параметрами для выбора MOSFET являются сопротивление в открытом состоянии R_{DS(ON)} и входная емкость C_{iss}. Предпочтительно, чтобы оба значения были как можно ниже. Низкое R_{DS(ON)} обеспечивает меньшие потери проводимости при открытом MOSFET. Входная емкость C_{iss} напрямую влияет на потери переключения и потери управления; меньшее значение C_{iss} обеспечивает более быстрый отклик переключения, снижает потери переключения и требует меньшего тока заряда/разряда от схемы управления, тем самым уменьшая потери управления.

1680×1697 345 KB

Расчет и выбор выходного диода и конденсатора

Расчет и выбор выходного диода:

567×337 9.62 KB

  • Во время включения MOSFET вторичный выпрямительный диод находится под обратным напряжением и блокируется. Напряжение на плато равно сумме выходного напряжения и напряжения, отраженного с первичной обмотки на вторичную. Это напряжение на плато достигает максимума при максимальном входном напряжении. Обратное напряжение на диоде в выключенном состоянии рассчитывается как:
V_{dio} = V_{out} + V_{busmax} \cdot \frac{N_S}{N_P} = 117.692\,\text{В}

  • Когда диод находится под обратным напряжением, индуктивность рассеяния вторичной обмотки резонирует с емкостью перехода диода, создавая LC-резонанс, который вызывает выброс напряжения при выключении диода. При выборе диода необходимо предусмотреть определенный запас по напряжению. В данном проекте используется запас по напряжению в 1.5 раза: K_{vdio} = 1.5

  • Таким образом, выбранный диод должен иметь номинальное напряжение, удовлетворяющее условию:

V_{dio} \cdot K_{vdio} = 176.5372\,\text{В}
  • На основании рассчитанного минимального напряжения и RMS-тока вторичной обмотки, для этого проекта выбран диод SBDD10200CT, с номинальным напряжением 200 В и номинальным током 10 А, что соответствует рассчитанным требованиям.
  • Кроме того, важно использовать диод Шоттки. Диоды Шоттки имеют низкое прямое напряжение (V_f), что значительно снижает потери проводимости и повышает эффективность источника питания. Они также обладают очень коротким временем обратного восстановления (обычно \u003c 10 нс), что уменьшает энергетические потери и напряжение при переключении, делая их особенно подходящими для высокочастотных обратноходовых источников питания.
  • В качестве альтернативы можно использовать синхронный выпрямитель (интегрированный контроллер синхронного выпрямителя + MOSFET). Синхронный выпрямитель использует MOSFET вместо диода, который точно управляется контроллером. Его преимущество заключается в очень низком сопротивлении в открытом состоянии (R_{ds(on)}), что дополнительно снижает падение напряжения и потери проводимости, повышая эффективность (особенно в приложениях с высоким выходным током).

Расчет и выбор выходного конденсатора:

  • При включении MOSFET вторичный диод находится под обратным напряжением, а конденсатор обеспечивает питание нагрузки, что приводит к снижению выходного напряжения и образованию пульсаций выходного напряжения.
  • Ток конденсатора равен току нагрузки, а скорость снижения напряжения на конденсаторе равна току конденсатора, деленному на его емкость.
  • Напряжение пульсаций равно этой скорости снижения напряжения, умноженной на время включения первичного MOSFET, которое соответствует времени выключения вторичного диода.
\Delta V_{out} = \frac{V_{out}}{R_{out} \cdot C_{out}} \cdot \frac{D_{max}}{f_s}
  • Для импульсных источников питания в бытовой электронике обычно требуется, чтобы коэффициент пульсации выходного напряжения (процентное отношение размаха пульсаций к выходному напряжению) находилось в пределах 1% до 2%. Для моего выходного напряжения 24 В это означает, что пульсации должны быть в диапазоне от 0.24 В до 0.48 В. Более низкое напряжение пульсаций также допустимо, но потребуется большая емкость. Здесь я установил \Delta V_{out} = 0.1\,\text{В}. Таким образом, выходная емкость может быть рассчитана как:
R_{out} = \frac{V_{out}}{I_{out}} = 8\,\text{Ом}
C_{out} = \frac{V_{out}}{R_{out} \cdot \Delta V_{out}} \cdot \frac{D_{max}}{f_s} = 97.087\,\text{мкФ}
  • Этот расчет предназначен для идеального конденсатора с нулевым ESR. На практике конденсаторы обладают определенным ESR, что увеличивает пульсации. ESR зависит от модели конденсатора, поэтому выбранное значение обычно выше теоретического и должно быть уточнено путем тестирования.
  • Для уменьшения ESR можно использовать несколько конденсаторов, включенных параллельно. В данном проекте используются два 220 мкФ/35 В электролитических конденсаторов, включенных параллельно. В качестве альтернативы можно использовать твердотельные конденсаторы (имеющие более низкий ESR, чем электролитические). Кроме того, следует добавить несколько керамических многослойных конденсаторов (например, 1 мкФ, 100 нФ) параллельно для фильтрации высокочастотного шума.

Анализ и расчет RCD-демпферной цепи

1597×514 142 KB

  • В цепи могут возникнуть две осцилляции. Первая в основном вызвана первичной индуктивностью рассеяния L_{kp} и выходной емкостью C_{oss} MOSFET-транзистора. Вторая возникает в основном из-за колебаний между индуктивностью намагничивания (первичной индуктивностью) и емкостью C_{oss} после истощения энергии в цепи.

1493×802 152 KB

  • После добавления RCD-демпферной цепи, когда напряжение на MOSFET-транзисторе превышает сумму напряжения на демпферном конденсаторе и входного напряжения, демпферный диод начинает проводить, и демпферная цепь начинает работать.
  • Предположим, что индуктивность рассеяния первичной обмотки трансформатора L_k контролируется в пределах 1% от индуктивности намагничивания (первичной индуктивности): L_k=1\\% \\cdot L_p=1.557 мкГн (лучше измерить фактическую индуктивность рассеяния первичной обмотки после изготовления трансформатора и пересчитать следующие значения, используя измеренное значение. Метод измерения индуктивности рассеяния первичной обмотки: закоротите все обмотки, кроме первичной, затем измерьте индуктивность первичной обмотки с помощью LCR-метра. Измеренное значение будет индуктивностью рассеяния первичной обмотки.)
  • Известно, что максимальное напряжение на ключевом транзисторе V_{dsmax} равно 700 В.
  • С учетом некоторого запаса, напряжение на демпферном конденсаторе V_{clamp} проектируется как:
V_{clamp} = 0.8 \cdot V_{dsmax} − V_{busmax} = 185.233\,\text{В}
  • Рассчитайте демпферный резистор R_c и демпферный конденсатор C_c с использованием стандартных формул расчета RCD-демпфера:
R_c = \frac{2 \cdot \left[V_{clamp} - \frac{N_P}{N_S} \cdot (V_F + V_{out})\right] \cdot V_{clamp}}{L_k \cdot I_p^2 \cdot f_s} = 19.616\,\text{кОм}
C_c = \frac{2 \cdot V_{clamp}}{R_c \cdot V_{clamp} \cdot f_s} = 0.68\,\text{нФ}
  • Также рассчитайте мощность, рассеиваемую демпфером:
P_{clamp} = \frac{1}{2} \cdot f_s \cdot L_k \cdot I_p^2 \cdot \left(1 + \frac{V_{OR}}{V_{clamp} - V_{OR}}\right) = 1.774\,\text{Вт}
  • Выберите демпферный резистор 20 кОм и демпферный конденсатор 1 нФ. Выберите резистор мощностью 2 Вт. Исходя из напряжения на демпферном конденсаторе и учитывая более высокое напряжение при запуске, можно использовать пленочный конденсатор с номиналом 1 кВ или MLCC-конденсатор в корпусе 1206. Аналогично, выберите демпферный диод FR107.

Загрузки

Если вы не хотите выполнять расчеты вручную, вы можете использовать Mathcad worksheet или SMPSKit программное обеспечение для выполнения расчетов. Ссылки для загрузки:

807×965 54.7 KB

Намотка трансформатора

Это также был мой первый опыт намотки трансформатора, поэтому работа не идеальна. Это только для справки.

Все обмотки должны начинаться с выводов отмеченного конца и наматываться в одном направлении!

На фотографиях ниже я использовал как лакированную проволоку (слева), так и литцендрат (справа).

Диаметр сердечника PQ2620 составляет 14,5 мм. Используя формулу длины окружности L = \pi d, длина одного витка рассчитывается как 45,53 мм. Умножьте это значение на количество витков, чтобы получить необходимую длину для каждой обмотки, затем добавьте запас примерно десять сантиметров. Отрезьте лакированную проволоку до рассчитанной длины.

Слой 1: Сначала намотайте первый слой первичной обмотки. Возьмите три лакированные провода диаметром 0,3 мм и намотайте их вместе, начиная с вывода 1 каркаса трансформатора. Сделайте 10 витков на каркасе. (Для литцендрата я использовал 0,1 мм x 30 жил.)

4999×3125 314 KB

После завершения намотки первого слоя проложите провода вертикально вверх и обмотайте одним слоем изоленты (используйте лента Mylar или полиимидная лента). Затем проложите провода вертикально вниз к выводу 2 и обмотайте еще два слоя ленты.

3509×2675 185 KB

Слой 2: Сначала намотайте изоляционную ленту с обеих сторон. Затем намотайте один 0,3 мм эмалированный провод, начиная с вывода 5, сделав 3 витка в том же направлении намотки, что и первый слой, и закончите на выводе 6. Наконец, оберните два слоя ленты. (Для литцендрата я использовал 0,1 мм x 10 жил).

5726×3693 475 KB

Слой 3: Сначала намотайте изоляционную ленту с обеих сторон. Затем возьмите десять эмалированных проводов диаметром 0,35 мм и намотайте их вместе, начиная с вывода 10 каркаса трансформатора. Сделайте 5 витков в том же направлении намотки, что и первый слой, и закончите на выводе 12. Наконец, оберните два слоя ленты. (Для литцендрата я использовал 0,1 мм x 60 жил).

5996×3490 438 KB

Слой 4: Продолжите намотку первичной обмотки. Начните с вывода 2 и сделайте 10 витков в том же направлении намотки, что и первый слой, закончив на выводе 3. Лучше всего проложить провод вертикально вниз после завершения. Наконец, оберните два слоя ленты.

5997×3794 609 KB

Далее припаяйте все эмалированные провода к соответствующим выводам. Возможно, потребуется соскоблить эмалевое покрытие лезвием для некоторых проводов перед лужением. Для литцендрата можно подержать горячий паяльник, чтобы залудить.

В обратноходовом импульсном источнике питания трансформатор должен накапливать энергию для передачи в течение цикла. Чтобы предотвратить магнитное насыщение, в сердечник обычно вводят воздушный зазор, чтобы изменить петлю гистерезиса, увеличив плотность магнитного потока насыщения и, таким образом, энергию, передаваемую за цикл. Существует два распространенных метода создания воздушного зазора: шлифовка или прокладка, причем прокладка является более простым методом.

Наконец, соберите половины сердечника, плотно прижмите их и измерите индуктивность первичной обмотки. Если индуктивность намного выше целевого значения (в моем случае 156 мкГн), используйте напильник или другой инструмент для шлифовки центрального стержня сердечника (шлифовка воздушного зазора). Измеряйте после каждой небольшой шлифовки, пока индуктивность не станет немного выше целевого значения. Затем плотно обмотайте весь сердечник лентой.

В качестве альтернативы можно использовать метод прокладки. Он заключается в размещении нескольких слоев ленты или другого тонкого материала между половинами сердечника. Измеряйте индуктивность после добавления каждого слоя, пока она не станет немного выше целевого значения. Затем плотно обмотайте весь сердечник лентой.

Шунтирование воздушного зазора обычно приводит к немного более высокой индуктивности рассеяния по сравнению со шлифовкой.

5997×3320 699 KB

После завершения измерьте еще раз. Индуктивность первичной обмотки моего трансформатора составляет 158,8 мкГн.

5760×4320 753 KB

Измерьте индуктивность рассеяния первичной обмотки, замкнув другие обмотки, а затем измерив индуктивность первичной обмотки. Мое измерение показало 2,7 мкГн, что немного высоко.

5760×4320 800 KB

Рекомендуемые проекты с открытым исходным кодом

  • Я открыл исходный код трехфазного измерителя мощности, который удобно отслеживает потребление электроэнергии в доме: https://blog.zeruns.com/archives/771.html
  • Открыт исходный код синхронного понижающе-повышающего цифрового источника питания на основе STM32: https://blog.zeruns.com/archives/791.html
  • LM25118 Автоматический понижающе-повышающий регулируемый модуль питания DCDC: https://blog.zeruns.com/archives/727.html
  • Открыт исходный код умной электронной нагрузки на основе CH32V307, участник конкурса встроенных систем: https://blog.zeruns.com/archives/785.html
  • EG1151 Модуль питания с синхронным выпрямлением и регулируемым понижающе-повышающим напряжением (поддерживает входную быструю зарядку Type-C PD): https://blog.zeruns.com/archives/794.html
  • Открыт исходный код модуля быстрой зарядки PD3.1 мощностью 140 Вт + 65 Вт (2C + 1A портов), IP6557 + IP6538, настольный зарядный прибор на 205 Вт: https://blog.zeruns.com/archives/801.html
  • Открыт исходный код хаба Type-C с 4 портами USB-A на 10 Гб/с + сетевой картой на 2,5 Гб/с + картридером: https://blog.zeruns.com/archives/868.html

Рекомендуемое чтение